應(yīng)用于物聯(lián)網(wǎng)MIMO 天線的雙頻諧振解耦結(jié)構(gòu)*

黃曉艷 ，文 方

(1.重慶科創(chuàng)職業(yè)學(xué)院人工智能學(xué)院，重慶 永川 402160；2.貴州理工學(xué)院人工智能與電氣學(xué)院，貴州 貴陽(yáng) 550001)

2005 年11 月17 日突尼斯舉行的信息社會(huì)峰會(huì)上，物聯(lián)網(wǎng)的概念在國(guó)際電信聯(lián)盟(International Telecommunication Union，ITU)發(fā)布的《ITU 互聯(lián)網(wǎng)報(bào)告2005:物聯(lián)網(wǎng)》上被正式提出來(lái)[1]。2009 年8月，國(guó)務(wù)院溫總理視察無(wú)錫中科院物聯(lián)網(wǎng)產(chǎn)業(yè)研究所時(shí)，提出了“感知中國(guó)”的口號(hào)，物聯(lián)網(wǎng)被正列為國(guó)家五大新興戰(zhàn)略性產(chǎn)業(yè)之一，寫入政府工作報(bào)告中。隨著物聯(lián)網(wǎng)對(duì)高速率，高數(shù)據(jù)量傳輸?shù)男枨?，單輸入單輸?Single-Input Single-Output，SISO)通信系統(tǒng)信道容量已經(jīng)不能滿足實(shí)際需求，SISO 系統(tǒng)不能突破香農(nóng)定理的上限。而MIMO 即多輸入多輸出技術(shù)，其系統(tǒng)通信在發(fā)射與接收端，利用多天線技術(shù)與空間維度資源，在相同的帶寬、相同的發(fā)射功率的情況下提高信道容量及頻譜利用率[2－4]。

用戶對(duì)無(wú)線通信設(shè)備的尺寸要求越來(lái)越小，性能要求越來(lái)越高。這就要求天線具有多頻帶功能。同時(shí)，在MIMO 天線中，天線單元數(shù)量增加，單元之間距離變小，天線單元之間的互耦加強(qiáng)。MIMO 系統(tǒng)中，天線單元間的相互耦合嚴(yán)重影響天線的效率與系統(tǒng)的穩(wěn)定性，因此，對(duì)MIMO 天線單元間解耦技術(shù)的研究有著非常重要的意義?，F(xiàn)階段MIMO 天線單元間的解耦技術(shù)主要概括為:采用地縫結(jié)構(gòu)解耦[5]；采用地枝結(jié)構(gòu)解耦[6]；采用中和線結(jié)構(gòu)解耦[7－8]；采用諧振結(jié)構(gòu)解耦[9－10]；采用解耦網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)解耦[11]等。

2016 年，西安電子科技大學(xué)王彬彬等人[12]采用中和線去耦方式設(shè)計(jì)了應(yīng)用于WLAN 的雙頻段MIMO 天線。中和線加載技術(shù)是指在天線單元間引入新的耦合，與原有的耦合進(jìn)行電流中和或反相相消，進(jìn)而達(dá)到去耦合的目的。但是這種方法利用中和線的長(zhǎng)度實(shí)現(xiàn)反向相消，帶寬較窄。2018 年，南京工業(yè)大學(xué)張夢(mèng)怡[3]利用T 型地板枝節(jié)去耦方式提出雙頻帶MIMO 天線。通過(guò)耦合作用，增加了電磁波的傳輸途徑，實(shí)現(xiàn)反向相消，從而降低了兩單元天線之間的耦合強(qiáng)度。

本文提出一種新穎的去耦結(jié)構(gòu)。同時(shí)采用地板枝節(jié)與地板縫隙結(jié)構(gòu)，利用諧振等效電路對(duì)該去耦結(jié)構(gòu)進(jìn)行分析，進(jìn)一步對(duì)兩種不同諧振形式的去耦結(jié)構(gòu)進(jìn)行單獨(dú)仿真分析，證實(shí)了不同諧振器工作在不同頻段，最終工作頻帶內(nèi)端口隔離度優(yōu)于25 dB，天線具有良好的阻抗帶寬與輻射方向圖。

1 雙頻諧振器解耦結(jié)構(gòu)

解耦結(jié)構(gòu)如圖1 所示，為了加強(qiáng)天線單元間的隔離度，引入π 型微帶諧振結(jié)構(gòu)以及π 型縫隙諧振結(jié)構(gòu)增加天線單元間的隔離度。為了驗(yàn)證解耦結(jié)構(gòu)，一對(duì)雙頻單極子MIMO 天線被采用。單極子天線由兩個(gè)水平放置的輻射條帶構(gòu)成，實(shí)現(xiàn)水平極化輻射。通過(guò)50 Ω 微帶線進(jìn)行饋電，介質(zhì)板厚度為0.5 mm，相對(duì)介電常數(shù)εr＝2.2。據(jù)研究，發(fā)射端和接收端都采用水平極化天線的系統(tǒng)，比發(fā)射端和接收端都采用垂直極化天線的系統(tǒng)可以多獲得平均10 dB 的功率[13－14]。因此，研究水平極化全向天線有著重要的現(xiàn)實(shí)意義。兩個(gè)天線單元間距離為47 mm。由于兩個(gè)天線單元間距較小，導(dǎo)致天線單元間出現(xiàn)嚴(yán)重的耦合，工作頻帶內(nèi)天線單元間隔離度優(yōu)于25 dB。表1 為優(yōu)化后的尺寸參數(shù)。

圖1 雙頻諧振解耦與天線整體結(jié)構(gòu)圖

表1 尺寸參數(shù) 單位:mm

2 原理與分析

2.1 設(shè)計(jì)原理

多頻段天線不僅可以實(shí)現(xiàn)不同頻段需求，減少天線數(shù)量，同時(shí)可以減小結(jié)構(gòu)尺寸。單極子天線結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于集成，易于實(shí)現(xiàn)多頻帶功能。雙頻單極子天線由兩個(gè)平行放置的不同長(zhǎng)度的輻射條帶構(gòu)成，天線工作在1/4 波長(zhǎng)附近，長(zhǎng)條帶工作在低頻段，短條帶工作在高頻段。兩個(gè)輻射條帶在饋電點(diǎn)處并聯(lián)組合起來(lái)。由于天線與地板平行放置，天線輻射水平極化波。

由于天線單元間距較小，天線間耦合加劇。如圖2 所示，天線間耦合主要是通過(guò)路徑1 金屬地板耦合與路徑2 空間中耦合。諧振器在天線工作頻帶內(nèi)產(chǎn)生諧振，天線單元間耦合的能量能通過(guò)諧振消除，從而增加天線單元間隔離度。

圖2 諧振器工作原理圖

如圖2 所示，π 型微帶諧振器1 與金屬地板相連也稱為地枝耦合結(jié)構(gòu)，π 型微帶諧振器2 嵌入在諧振器1 中間，π 型縫隙諧振器是在金屬地板上開的π 型縫隙。小于1/4 波長(zhǎng)時(shí)，開路微帶線等效為電容，短路等效為電感，微帶線間縫隙等效為電容。地板上縫隙等效為電容。微帶線等效的電感與電容的計(jì)算公式如下:

式中:l為微帶線的長(zhǎng)度，Z0為微帶線的特征阻抗，L0與C0分別為等效電感、電容值，k為復(fù)傳播常數(shù)，k＝，L，C分別為相應(yīng)電感、電容值。

諧振器的諧振頻率:

式中:L與C為串并聯(lián)后的等效電感與電容。

π 型微帶諧振器1 與2 等效電路如圖3(a)所示，等效后的集總元件電容電感的串并聯(lián)構(gòu)成諧振電路，諧振頻率在低頻段2.5 GHz 附近。π 型縫隙諧振器等效電路如圖3(b)所示，諧振頻率在高頻段5.5 GHz 附近。π 型諧振器的加入對(duì)天線端口阻抗影響較小。

圖3 等效諧振電路圖

表2 為等效電容與電感的估算值，π 型諧振器去耦結(jié)構(gòu)具有軸對(duì)稱特性，對(duì)稱結(jié)構(gòu)等效為相同電容電感值。

表2 電容電感等效值

2.2 仿真分析

使用商業(yè)Advanced Design System(ADS)軟件對(duì)等效電路進(jìn)行仿真，電路圖如圖4 所示，(a)為π型微帶諧振器等效電路ADS 仿真電路圖，(b)為π型縫隙諧振器等效電路ADS 仿真電路圖。仿真的S參數(shù)結(jié)果如圖5 所示，兩個(gè)等效電路仿真S21分別在2.4 GHz 和5.8 GHz 產(chǎn)生高隔離諧振效果。因此對(duì)于提升MIMO 天線隔離度具有一定作用。

圖4 ADS 仿真電路圖

圖5 S21仿真結(jié)果

使用商業(yè)電磁全波仿真軟件HFSS13.0 對(duì)有π 型諧振器與無(wú)π 型諧振器的MIMO 天線進(jìn)行仿真，仿真的S參數(shù)結(jié)果如圖6 所示，由于兩個(gè)天線單元具有對(duì)稱性，這里只提供其中一個(gè)天線的反射系數(shù)S11與隔離度S21。其中反射系數(shù)S11在加載后諧振頻率略偏低，主要是微帶諧振器的引入影響天線的輸入阻抗，加入諧振器后天線的阻抗帶寬(S11＜－10 dB)，低頻段為2.3 GHz～2.9 GHz，高頻段為5.2 GHz～6.0 GHz。從圖中可以看出，在工作頻帶內(nèi)加入諧振器后隔離度S21提高了10 dB 以上，天線隔離度優(yōu)于25 dB。

圖6 有無(wú)諧振器的天線單元S 參數(shù)仿真結(jié)果

利用HFSS 仿真軟件分別查看2.45 GHz 與5.5 GHz 天線，金屬地板以及諧振器的表面電流分布如圖7 所示，從電流分布圖中可以看出來(lái)，低頻時(shí)電流分布主要集中在長(zhǎng)條帶單極子上；高頻時(shí)電流主要分布在短條帶單極子上，長(zhǎng)條帶由于存在高次模導(dǎo)致存在微弱的電流。低頻段時(shí)，π 型微帶諧振器電流較強(qiáng)，故低頻段去耦主要通過(guò)π 型微帶諧振器實(shí)現(xiàn)。在高頻段時(shí)，電流主要分布在π 型縫隙諧振器周圍，π 型縫隙諧振器周圍電流方向相反(箭頭方向相反)，π 型微帶諧振器上也有電流存在，但在高頻段起主要作用的是π 型縫隙諧振器。

圖7 金屬表面電流仿真結(jié)果

為了驗(yàn)證不同諧振器工作在不同頻段，分別對(duì)只帶有π 型微帶諧振器與π 型縫隙諧振器的MIMO 天線進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果如圖8 所示，無(wú)縫隙諧振器的隔離度只在高頻段出現(xiàn)嚴(yán)重的惡化，部分頻段小于15 dB(5 GHz～5.8 GHz)，但是低頻段隔離度基本維持在20 dB 附近。同樣在無(wú)微帶諧振器的隔離度只在低頻段出現(xiàn)了嚴(yán)重的惡化，整個(gè)低頻帶2 GHz～3 GHz內(nèi)隔離度在15 dB 左右，相反高頻帶隔離度依然在20 dB 以上。同樣驗(yàn)證了上面的分析，即低頻段主要通過(guò)π 型微帶諧振器實(shí)現(xiàn)高隔離度，高頻段主要是通過(guò)π 型縫隙諧振器實(shí)現(xiàn)隔離度的(5 GHz～5.8 GHz)。

圖8 加載不同諧振器的端口間隔離度

加載諧振器MIMO 天線的仿真方向圖如圖9 所示，(a)表示E 面輻射方向圖，(b)表示H 面輻射方向圖，雙頻單極子天線水平極化。輻射條帶平行金屬反射地板，短輻射條帶距離金屬反射板較近，因此導(dǎo)致高頻段輻射方向圖具有定向性，在低頻段具有近似的全向輻射特性。低頻段天線最高增益4.5 dBi，高頻段天線最高增益近似6 dBi。

圖9 仿真輻射方向圖

3 結(jié)果與結(jié)論

對(duì)該天線進(jìn)行加工與測(cè)試，如圖10 所示為天線實(shí)際測(cè)試照片。

圖10 天線測(cè)試照片

從圖11 可知，測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果的諧振點(diǎn)吻合較好，實(shí)際測(cè)試比仿真略向低頻段偏移100 MHz，實(shí)際測(cè)試帶寬較仿真略寬，實(shí)際測(cè)試帶寬(S11＜－10 dB)2 GHz～2.8 GHz，5 GHz～6 GHz。天線間隔離度在低頻段較仿真略高，高頻段良好吻合，低頻段隔離度高于25 dB，高頻段隔離度高于30 dB。

圖11 測(cè)試S 參數(shù)

從圖12 可知，實(shí)際歸一化輻射方向圖，高頻段較仿真略有差別，低頻段吻合較好。主要是高頻段輻射單元受到中間的隔離諧振器與下方的低頻段輻射單元和金屬地板等的影響，導(dǎo)致輻射方向圖不規(guī)則。如圖13 所示為頂點(diǎn)增益曲線，天線實(shí)測(cè)低頻段增益最大增益點(diǎn)1.5 dBi，高頻段最大增益點(diǎn)3 dBi，實(shí)測(cè)增益較仿真增益略低2.5 dB，主要原因是仿真采用的是羅杰斯5880 介質(zhì)材料，加工采用相對(duì)介電常數(shù)εr＝2.2 的國(guó)內(nèi)旺靈板材，材料損耗角與仿真差別以及接頭與焊接帶來(lái)的損耗。單極子天線的E面與H 面輻射方向圖成“∞”字型。

圖12 測(cè)試輻射方向圖

圖13 最大增益曲線

表3 為文獻(xiàn)中工作指標(biāo)與本文工作指標(biāo)的對(duì)比，本文在前人的基礎(chǔ)上提高一定的隔離度。

表3 文獻(xiàn)性能指標(biāo)

本文提出一種基于諧振器去耦的高隔離度雙頻MIMO 天線。通過(guò)單元間加載π 型微帶諧振器與π型縫隙諧振器實(shí)現(xiàn)高隔離度。采用諧振器耦合電磁波形式進(jìn)行分析，通過(guò)諧振器增加耦合路徑進(jìn)行相互抵消，從而提高隔離度。本文給出不同諧振器的等效電路圖，并對(duì)加載不同諧振器的MIMO 天線進(jìn)行仿真分析，實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真吻合較好。實(shí)測(cè)低頻段增益最大增益點(diǎn)1.5 dBi，高頻段最大增益點(diǎn)3 dBi，單極子天線的E 面與H 面輻射方向圖成“∞”字型，低頻段隔離度高于25 dB，高頻段隔離度高于30 dB。該天線易于加工，性能良好，可以廣泛應(yīng)用于物聯(lián)網(wǎng)通信系統(tǒng)中。