近場通信防沖突過程位同步算法的設(shè)計

曾素馨，肖時茂

（1.中國科學(xué)院微電子研究所智能感知研發(fā)中心，北京 100029；2.中國科學(xué)院大學(xué)電子電氣與通信工程學(xué)院，北京 100049；3.南京中科微電子有限公司，江蘇 南京 210018）

在進行無線通信時，信號在從發(fā)送端傳輸?shù)浇邮斩藭r會受到外界的干擾，為了在有噪聲的信道上進行信息的可靠傳輸，需要在發(fā)射端對信息進行編碼，同時在接收端提取出一個與接收信號同步的時鐘信號，以便準確地接收每一比特的信息碼元。這種提取同步時鐘的技術(shù)通常稱為位同步，位同步設(shè)計是數(shù)字通信系統(tǒng)接收器設(shè)計的重難點之一。位同步分為外同步與自同步兩大類，其中外同步法在發(fā)送端傳輸數(shù)據(jù)時，同時還會傳輸位同步信息，容易從接收到的信號中提取定時時鐘，但外同步法會降低信噪比與頻帶利用率，功耗較大；而自同步法能夠直接從接收信號中提取定時信息。在應(yīng)用中一般均使用自同步法，如濾波法、鎖相法和內(nèi)插法[1]等。近場通信ISO/IEC 14443A 協(xié)議[2]中提到，在防沖突過程中，所有近場通信卡需嚴格按照協(xié)議規(guī)定的調(diào)制與位編碼，以及其同步定時來進行響應(yīng)。因此將分析接收信號特性與自同步法工作原理，以求找到針對接收信號模式的位同步方案。

1 位同步原理

1.1 信號模式及適用的自同步法

NFC Type A防沖突過程中，近場通信卡處在讀卡器發(fā)出的射頻場里，根據(jù)要恢復(fù)的數(shù)據(jù)對射頻場載波進行副載波OOK 調(diào)制，其中副載波頻率fs=fc/16；位編碼采用Manchester 碼，最終的調(diào)制信號模式如圖1(a)所示。

圖1 數(shù)據(jù)調(diào)制編碼示意圖

由于該調(diào)制信號的載波就是讀卡器發(fā)送的載波，在讀卡器端接收器中不需要恢復(fù)載波，可以直接使用讀卡器本地時鐘做解調(diào)，解調(diào)后對應(yīng)的基帶信號如圖1(b)所示，可見該基帶信號包含位定時信息，具有良好的同步和抗干擾性能。

為從基帶信號正確恢復(fù)出接收數(shù)據(jù)，讀卡器的接收器需要提取正確的位同步信息。在傳統(tǒng)的自同步法中，邊沿過零檢測法可以較快地檢測到信號相位變化，電路簡單，但是易受串?dāng)_與噪聲的影響；濾波法使用濾波器對不含定時信息的接收信號進行波形變換，使其轉(zhuǎn)換為包含定時信息的碼型，再進行定時信息的提取，同步速度較慢；鎖相法采用鎖相環(huán)捕獲跟蹤同步信號，這種方法沒有考慮最佳判決時刻，只適用于信噪比大的情況；內(nèi)插法則先抽樣再插值，同步速度快，電路實現(xiàn)較復(fù)雜，適用于高速率通信[3-4]。其性能比較如表1 所示。

表1 傳統(tǒng)同步算法及其性能比較

首先，NFC Type A 防沖突過程中傳輸?shù)男盘柧幋a模式已包含定時信息，不需要波形變換；其次，可能會遇到高碼間串?dāng)_（ISI）和低信噪比（SNR）的情況；最后，數(shù)據(jù)速率較低且固定為106 kbps。以上4種傳統(tǒng)的自同步法均不能達到很好的同步效果。

根據(jù)文獻[5-8]可知，射頻識別產(chǎn)品中，可以通過數(shù)據(jù)速率與副載波周期的時間比例來作譯碼判決，但這種方式的精確度較低，由于碼間串?dāng)_等的存在，容易產(chǎn)生誤碼；還可以通過對基帶信號做相關(guān)接收，計算其能量，用于恢復(fù)數(shù)據(jù)。后者也稱為滑動積分法[9-10]或捕獲法。捕獲法需要基帶信號具有豐富的定時信息以及前導(dǎo)碼或起始位，而NFC-A 防沖突過程的接收信號為Manchester 碼，且也有符合協(xié)議規(guī)定的起始位，滿足使用匹配濾波捕獲法的要求。

為了恢復(fù)該接收信號，可用序列捕獲的方式進行位同步。根據(jù)文獻[11]，匹配濾波器在加性白噪聲信道傳輸?shù)那闆r下，可使接收端的信噪比最大化，同時實現(xiàn)序列的快速捕獲。接收基帶信號被送入匹配濾波器，與本地參考濾波器模板進行延遲相關(guān)，當(dāng)二者相關(guān)求和值達到最大時，即認為捕獲到了特定序列，提取到了位同步信息。

1.2 匹配濾波捕獲法

在數(shù)字最佳接收基帶系統(tǒng)理論研究中，白噪聲信道模型下，接收端為了最大化信噪比，可將接收濾波器設(shè)計為與發(fā)射端脈沖模式相匹配的匹配濾波器，其系統(tǒng)函數(shù)與發(fā)射濾波器有相同的抽頭系數(shù)和頻譜，二者僅有固定時延的差別。發(fā)射濾波器系統(tǒng)函數(shù)g(t)與接收匹配濾波器系統(tǒng)函數(shù)h(t)的關(guān)系如式（1）所示：

讀卡器的接收濾波器需要在存在碼間串?dāng)_的情況下恢復(fù)出具有最大信噪比的基帶信號，為此，需要盡可能減少碼間串?dāng)_的影響，最佳地判斷模板信號是否出現(xiàn)，從而提升系統(tǒng)的同步性能。這種情況下的最優(yōu)接收濾波器即為匹配濾波器[12]。

假設(shè)接收序列模式{ci}={c0,c1,…,cN-1}可表示為式（2）：

其中，ci取值為0 或1，gc是門函數(shù)，Ts是副載波周期寬度，N是編碼序列長度。由1.1 節(jié)分析可知，N應(yīng)取半個比特的副載波序列模式長度，即N=8；匹配濾波器沖激響應(yīng)可以表示為式（3）：

其中，T是符號持續(xù)時間，滿足T=NTs；該沖激響應(yīng)長度也應(yīng)為N，與接收序列模式順序相反。不考慮噪聲項時，匹配濾波器的輸出為式（4）：

其中，r(t)是接收基帶信號，{an}是傳輸符號。由上式可知，當(dāng)t=T時，也即二者相位對齊時，Y(t)達到最大值，或稱相關(guān)峰，由此可判斷接收符號并進行位同步。為檢測相關(guān)峰值，可以對Y(t)求一階導(dǎo)數(shù)并檢測其過零點，但這種方式的電路實現(xiàn)比較復(fù)雜，實際應(yīng)用中可以用閾值比較來代替，即將匹配濾波器輸出與設(shè)定的閾值進行比較，超過時視為檢測到了相關(guān)峰，從而建立位同步。同步性能與SNR以及設(shè)定的閾值有關(guān)，可以用假同步率Pfa（false alarm probability）和同步率Pd（detection probability）等來衡量[13]。

2 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計

讀卡器的解碼器需要達到以下設(shè)計目標：1）對于任意的定時誤差，接收信號與匹配濾波器沖激響應(yīng)的卷積需要使ISI 盡可能小，避免誤判。而在OOK 調(diào)制序列中，ISI主要表現(xiàn)為寄生直流（DC）分量[14]，故在執(zhí)行位同步前，需要先去除接收信號的DC分量；2）需要使位邊界處的SNR 最大[15-16]，從而恢復(fù)具有最大SNR的基帶信號；3）盡量達到更高的位同步精度和效率；4）能識別沖突位，便于與防沖突環(huán)等功能集成。

因此，該文提出一種新型的讀卡器位同步算法設(shè)計，通過改進的匹配濾波法檢測接收序列的位平均能量，從而進行位同步。針對特定的傳輸信號，該位同步器能在低信噪比和高碼間串?dāng)_環(huán)境下實現(xiàn)快速、高效的同步，且能很方便地與防沖突環(huán)等電路集成，滿足設(shè)計要求。其電路結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 位同步器結(jié)構(gòu)圖

接收基帶信號進入序列捕獲匹配濾波器后，與其模板做延時相關(guān)計算，以此移除OOK 調(diào)制序列的寄生直流分量，降低ISI 的影響；隨后，將計算結(jié)果輸入到整流模塊，求信號絕對值，同時用以移除邊帶和幅度小于設(shè)定接收值的無效信號，進一步降低ISI；再將整流后的信號輸入到滑動平均低通濾波器（Moving Average Low Pass Filter,MALPF），用于計算OOK 調(diào)制信號的位平均能量e_means(t)，而位平均能量在副載波模式的末端達到峰值，因此可以用相關(guān)峰[16]來定義同步時刻。e_means(t)的計算如式（5）所示：

位平均能量信號進入同步匹配濾波器后，與其模板{bi}做相關(guān)計算，定義計算結(jié)果為corr(t)，再由位邊界檢測模塊將計算結(jié)果corr(t)與設(shè)定的同步閾值相比較，若超過閾值則認為檢測到了相關(guān)峰，以此建立同步時刻。corr(t)的計算如式（6）所示：

位判決模塊根據(jù)e_means(t)以及提取出來的位邊界同步時刻來恢復(fù)數(shù)據(jù)，即將位邊界處與位中央處的計算結(jié)果相比較，若前半位的計算結(jié)果大于后半位，則判決為“1”，反之則判決為“0”。沖突判斷模塊用來計算前后半位的平均能量的差值，若差值小于設(shè)定的沖突判斷閾值，則輸出沖突警告Coll_alarm。

由于信號經(jīng)過了去DC 與求平均的處理，此時同步時刻在低SNR 下也不易被寄生DC 分量和噪聲扭曲，在低SNR 情況下仍有較大的處理增益和較好的性能，且能節(jié)省第一位副載波周期的處理增益，提高位同步的精度與效率。此外，需要注意的是，檢測閾值的設(shè)置對假同步率有較大的影響，當(dāng)檢測閾值設(shè)置過高時，假同步率很小，但容易造成漏檢；當(dāng)設(shè)置過低時，假同步率上升，造成誤檢，因此需要結(jié)合實際應(yīng)用合理設(shè)置檢測門限，盡量使漏檢、誤檢同時最小。而在防沖突過程中，若讀卡器同時接收到兩個以上近場通信卡的響應(yīng)，其接收信號應(yīng)為所有響應(yīng)的疊加，導(dǎo)致沖突位的位平均能量大于正常位；通過設(shè)定防沖突閾值，上述讀卡器位同步器可以很容易地檢測到?jīng)_突位，便于與防沖突環(huán)集成，滿足設(shè)計目標。

3 仿真與實現(xiàn)結(jié)果

改進的匹配濾波同步捕獲技術(shù)算法經(jīng)Matlab 仿真滿足設(shè)計要求。

利用Matlab 按第2 節(jié)所述電路結(jié)構(gòu)建立仿真模型，采用OOK 調(diào)制、Manchester 編碼，在不考慮噪聲項時，無沖突位的基帶信號及可能發(fā)生一位沖突的疊加信號如圖3 所示。

圖3 基帶信號及沖突信號示例

沖突位置如圖3 中箭頭位置。

對于正常信號模式與沖突信號模式，分別求其基帶信號位平均能量，并按設(shè)定閾值做判決，從而恢復(fù)數(shù)據(jù)。整個解碼運算過程示意圖如圖4 所示。

圖4 解碼算法過程

用Verilog實現(xiàn)該電路設(shè)計，其仿真波形如圖5所示，從圖5 中可看出電路正確實現(xiàn)位邊界的檢測及解碼功能。

圖5 電路實現(xiàn)波形

該文設(shè)計的讀卡器位同步器通過0.18 μm CMOS工藝流片實現(xiàn)，芯片照片如圖6 所示。

圖6 芯片照片

4 結(jié)束語

該文提出了一種新型的讀卡器位同步算法設(shè)計，該位同步算法通過改進的匹配濾波法檢測接收序列的位平均能量，并根據(jù)位平均能量來提取同步時刻，正確解碼，同時可以方便地識別發(fā)生沖突的位。針對NFC-A 防沖突過程中特定的OOK 調(diào)制、Manchester 編碼的傳輸信號，該位同步器能在低信噪比和高碼間串?dāng)_的環(huán)境下實現(xiàn)快速、高效的同步，且能很方便地與防沖突環(huán)等電路集成。該算法設(shè)計經(jīng)Matlab仿真，由Verilog實現(xiàn)并驗證，最終以0.18 μm CMOS 工藝流片實現(xiàn)，經(jīng)測試可以實現(xiàn)讀卡器NFCA 防沖突信息的正確解碼。