基于PDM-DPMZM的大動(dòng)態(tài)范圍微波光子I/Q下變頻系統(tǒng)

史芳靜，樊養(yǎng)余，王鑫圓，康博超，陳 博，高永勝

（西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院，陜西西安 710072）

1 引言

微波I/Q 下變頻器是現(xiàn)代電子系統(tǒng)不可或缺的組成部分之一，它被廣泛應(yīng)用于超外差接收機(jī)［1］、零中頻接收機(jī)［2］和微波測(cè)量系統(tǒng)［3］中. 例如在基于Hartley 結(jié)構(gòu)的鏡像抑制方案中，通過(guò)構(gòu)造相互正交的微波I/Q 下變頻通道，再配合90°電耦合器即可抑制鏡像干擾，如圖1所示［4］. 然而，由于微波器件的固有電子瓶頸，傳統(tǒng)微波I/Q 混頻器的頻率依賴(lài)特性強(qiáng)，因此幅度和相位的頻響不平坦，寬帶工作時(shí)I/Q 幅相失衡明顯，且常存在電磁干擾和非線性失真等問(wèn)題［5］.

圖1 基于Hartley結(jié)構(gòu)的鏡像抑制方案示意圖

微波光子學(xué)通過(guò)在光域產(chǎn)生、傳輸、處理微波信號(hào)，具有低頻率相關(guān)損耗、大帶寬和抗電磁干擾優(yōu)勢(shì)［6］，通過(guò)微波光子技術(shù)構(gòu)造微波I/Q 下變頻系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)鏡像干擾抑制，具有以下典型優(yōu)勢(shì)：

（1）頻率依賴(lài)不明顯，易在較寬的頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)良好的I/Q幅相平衡；

（2）電磁隔離性好，可大幅度降低本振（Local Oscillator，LO）泄露.

因此，微波光子I/Q 變頻技術(shù)在近些年備受關(guān)注［7～19］. 根據(jù)正交I/Q通道構(gòu)造原理的不同，現(xiàn)有的微波光子I/Q下變頻方案可分為4種：基于電移相器、基于光耦合器、基于偏振控制和基于直流偏置. 文獻(xiàn)［7］構(gòu)造了上下兩條LO 支路，利用電移相器在兩路LO 信號(hào)之間引入了90°相位差，并加入可變光延遲線修正光纖路徑長(zhǎng)度不匹配導(dǎo)致的I/Q 通道失衡. 文獻(xiàn)［8］利用電移相器在輸入的射頻（Radio Frequency，RF）和LO 信號(hào)之間引入了90°相位差，配合90°電耦合器實(shí)現(xiàn)了鏡像抑制. 由于電移相器的頻率依賴(lài)性，以上方法未充分利用微波光子技術(shù)的帶寬優(yōu)勢(shì). 文獻(xiàn)［9～12］通過(guò)2×4 光耦合器構(gòu)造了I/Q 通道，其中文獻(xiàn)［9］和［12］進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)了鏡像抑制. 文獻(xiàn)［13～16］通過(guò)偏振控制，構(gòu)造了微波光子移相器，在光域?qū)崿F(xiàn)了90°相移. 文獻(xiàn)［17～19］通過(guò)調(diào)節(jié)調(diào)制器的直流偏置角引入90°相移，構(gòu)造了I/Q 通道，并通過(guò)微調(diào)直流偏置角補(bǔ)償I/Q通道的失衡.

由于電子瓶頸，利用電移相器實(shí)現(xiàn)微波光子I/Q 下變頻的系統(tǒng)往往存在工作頻率受限的問(wèn)題. 基于光耦合器的微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)通常需要兩路獨(dú)立的調(diào)制光信號(hào)，因此大多數(shù)情況下該類(lèi)型方案會(huì)采用并聯(lián)調(diào)制方式，如文獻(xiàn)［9～12］，方案結(jié)構(gòu)復(fù)雜且成本較高. 基于偏振控制的微波光子I/Q下變頻系統(tǒng)一般通過(guò)調(diào)整偏振控制角實(shí)現(xiàn)所需的90°相位差，但是，實(shí)際中光信號(hào)的偏振狀態(tài)對(duì)環(huán)境因素極度敏感，大部分使用偏振控制的微波光子系統(tǒng)都存在穩(wěn)定性欠佳的問(wèn)題.雖然基于直流偏置控制的微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)也存在直流漂移的問(wèn)題，但是目前商用自動(dòng)偏壓控制器［20］的出現(xiàn)很好地解決了這一問(wèn)題，相比于偏振控制，使用直流偏置控制的微波光子系統(tǒng)穩(wěn)定性更好一點(diǎn)，除此之外，大多數(shù)直流源可以達(dá)到0.001 V 的精度，因此，在控制精度方面，偏置控制比偏振控制更具有優(yōu)勢(shì).

在之前的研究工作［17］基礎(chǔ)上，本文提出一種基于偏振復(fù)用雙平行馬赫增德?tīng)栒{(diào)制器（Polarization Division Multiplexing Dual-Parallel Mach-Zehnder Modulator，PDM-DPMZM）的微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)，使用一個(gè)集成的調(diào)制器進(jìn)行微波光子變頻，簡(jiǎn)化了變頻系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，通過(guò)控制調(diào)制器的直流偏置，在RF 和LO 信號(hào)之間引入所需的90°相位差，構(gòu)造了I/Q 下變頻通道，并基于Hartley 結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了鏡像抑制. 本方案在實(shí)現(xiàn)I/Q 變頻的同時(shí)，還改善了變頻系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍，這對(duì)于微波光子接收機(jī)來(lái)說(shuō)具有重要意義.

與已有的微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)相比，本文所提方案的優(yōu)勢(shì)在于：

（1）通過(guò)調(diào)節(jié)PDM-DPMZM 的直流偏置角并進(jìn)行驅(qū)動(dòng)信號(hào)功率控制，實(shí)現(xiàn)了三階交調(diào)失真（Third-Order Intermodulation Distortion，IMD3）分量的抑制，保留并最大化基頻分量功率，進(jìn)而提高了系統(tǒng)的無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（Spur-Free Dynamic Range，SFDR）；

（2）PDM-DPMZM 的所有子調(diào)制器均工作在最小點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了載波抑制雙邊帶調(diào)制，再配合波分復(fù)用器（Wavelength Division Multiplexer，WDM）的使用，在一定程度上還避免了本振泄露現(xiàn)象，防止信噪比惡化.

2 方案原理及理論推導(dǎo)

基于PDM-DPMZM 的大動(dòng)態(tài)范圍微波光子I/Q 下變頻方案原理如圖2 所示. 該方案由1 個(gè)激光器（Laser Diode，LD）、1 個(gè)PDM-DPMZM、2 個(gè)電功分器（Electronic Power Divider，EPD）、2 個(gè)電衰減器（Electronic Attenuator，EA）、1個(gè)摻鉺光纖放大器（Erbium Doped Optical Fiber Amplifier，EDFA）、1 個(gè)WDM、2 個(gè)光電探測(cè)器（Photodetector，PD）和1 個(gè)90°電耦合器組成. 其中，90°電耦合器的作用是將得到的I/Q 下變頻信號(hào)進(jìn)行正交耦合，進(jìn)而抑制鏡像干擾. 需要說(shuō)明的是，將得到的I/Q 下變頻信號(hào)直接模數(shù)轉(zhuǎn)換，用數(shù)字信號(hào)處理方法在數(shù)字域進(jìn)行90°耦合處理其實(shí)更有優(yōu)勢(shì). 但是，為了便于觀察現(xiàn)象，本方案使用90°模擬電耦合器直接耦合I/Q 下變頻信號(hào).

假設(shè)激光器產(chǎn)生的光信號(hào)為Ec(t) =Ecexp(jωct).其中，Ec和ωc表示激光信號(hào)的幅度和角頻率.

VRF(t) =VRFcos(ωRFt)，VIM(t) =VIMcos(ωIMt)和VLO(t)=VLOcos(ωLOt)分 別 為RF、鏡像和LO 信號(hào). 其中，VRF，VIM和VLO分別表示這幾個(gè)信號(hào)的幅度；ωRF，ωIM和ωLO表示信號(hào)角頻率.

根據(jù)圖2 所示，將RF 和鏡像信號(hào)耦合后由電功分器EPD1 分為2 路，其中一路直接驅(qū)動(dòng)子調(diào)制器Xa，另一路經(jīng)過(guò)電衰減器EA1 后驅(qū)動(dòng)子調(diào)制器Ya；LO 信號(hào)經(jīng)過(guò)電功分器EPD2 后也分為2 路，一路直接驅(qū)動(dòng)子調(diào)制器Yb，另一路經(jīng)過(guò)電衰減器EA2 后驅(qū)動(dòng)子調(diào)制器Xb.經(jīng)過(guò)調(diào)制以后，PDM-DPMZM的輸出信號(hào)可以表示為

圖2 基于PDM-DPMZM的微波光子I/Q下變頻原理圖

其中，μ為調(diào)制器的插入損耗；α1和α2為2 個(gè)電衰減器的 功 率 衰 減 系 數(shù) ；和mYb=分別為Xa，Xb，Ya 和Yb 這4 個(gè)子調(diào)制器的調(diào)制指數(shù)；4 個(gè)子調(diào)制器均工作在最小工作點(diǎn)；φXm=πVDCxVπ和φYm= πVDCyVπ分別為主調(diào)制器X-DPMZM和Y-DPMZM 的主偏置點(diǎn)；Jn( ·)表示第一類(lèi)n階貝塞爾函數(shù)，在小信號(hào)調(diào)制的情況下，高階邊帶可以忽略；eTE和eTM分別表示光場(chǎng)TE模和TM模的單位向量.

使用調(diào)制器和電衰減器勢(shì)必會(huì)導(dǎo)致部分能量損失，因此在整個(gè)系統(tǒng)中必須使用EDFA 進(jìn)行功率補(bǔ)償.EDFA工作在自動(dòng)功率控制模式，輸出信號(hào)為

其中，GEDFA為EDFA的光放大增益.

利用一個(gè)雙通道WDM，分離出偏振復(fù)用信號(hào)的正負(fù)一階邊帶，分別表示為設(shè)置φXm=φYm-π，并對(duì)2 個(gè)通道的輸出信號(hào)分別進(jìn)行光電檢測(cè)，可得到2路輸出光電流為

其中，η為PD的響應(yīng)度.

當(dāng)φXm=-135°，φYm=45°時(shí)，式（5）和式（6）所示輸出信號(hào)相互正交，即實(shí)現(xiàn)了I/Q下變頻. 在I路和Q路輸出端加一個(gè)90°電耦合器時(shí)，輸出信號(hào)可以簡(jiǎn)化為

可以發(fā)現(xiàn)，鏡像信號(hào)已經(jīng)被完全消除，只剩下期望的中頻（Intermediate Frequency，IF）信號(hào).

將式（9）代入式（8）中進(jìn)行計(jì)算，可得當(dāng)α1=時(shí)，IMD3 被抑制，且輸出信號(hào)的基頻分量最大，系統(tǒng)變頻增益最優(yōu).

3 實(shí)驗(yàn)與分析

根據(jù)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖（圖2），搭建實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)進(jìn)行功能驗(yàn)證與性能測(cè)試，實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置如表1所示.

表1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置

實(shí)驗(yàn)中，光譜分析儀的分辨率帶寬為0.5 pm，為了清楚地觀察PDM-DPMZM 輸出的調(diào)制光譜，分別設(shè)置RF 和LO 信 號(hào) 的 頻 率 為15 GHz 和10 GHz，功 率 為10 dBm 和15 dBm.RF 信號(hào)經(jīng)過(guò)電功分器后，一路直接驅(qū)動(dòng)Xa，另一路衰減5dB后驅(qū)動(dòng)Ya. 類(lèi)似地，LO信號(hào)經(jīng)過(guò)電功分器后，一路直接驅(qū)動(dòng)Yb，另一路衰減15 dB 后驅(qū)動(dòng)Xb.PDM-DPMZM 的輸出調(diào)制光譜如圖3 所示，RF和LO 信號(hào)均實(shí)現(xiàn)了雙邊帶調(diào)制. 根據(jù)式（9）的計(jì)算，2 個(gè)電衰減器的最佳取值應(yīng)該為4.77 dB 和14.31 dB，但實(shí)際中電衰減器的精度往往達(dá)不到該要求. 為了最大化系統(tǒng)變頻增益，本文使用了5 dB 和15 dB 的電衰減器，并在最小點(diǎn)附近對(duì)子調(diào)制器的偏置點(diǎn)進(jìn)行微調(diào).

圖3 PDM-DPMZM輸出的調(diào)制光譜

雙通道WDM 可以視為2 個(gè)光帶通濾波器，測(cè)試得到2 個(gè)通道的波長(zhǎng)響應(yīng)和濾波后的光譜如圖4 所示.圖4（a）和（b）中的藍(lán)色虛線表示測(cè)量得到的2個(gè)濾波器的波長(zhǎng)響應(yīng)，紅色實(shí)線表示濾波后的光譜. 可以發(fā)現(xiàn)，經(jīng)過(guò)WDM之后，±1階邊帶實(shí)現(xiàn)了分離，且載波被抑制.例如通道1 的輸出光譜中，+1 階光邊帶被抑制，大約比-1階光邊帶低27.8 dB.

圖4 WDM波長(zhǎng)響應(yīng)及輸出光譜

在接下來(lái)的測(cè)試中，將RF 和LO 信號(hào)頻率分別設(shè)置為10.5 GHz 和10 GHz，固定RF 信號(hào)功率為10 dBm，LO 信號(hào)功率從-10 dBm 增大到20 dBm，得到系統(tǒng)的變頻增益如圖5 所示. 當(dāng)LO 信號(hào)功率約為12 dBm 時(shí)，變頻增益最大.

圖5 系統(tǒng)變頻增益隨LO信號(hào)功率的關(guān)系

接著測(cè)試PD 輸出的單音頻譜及時(shí)域波形圖. 首先保持RF和LO信號(hào)的頻率、功率不變，頻譜儀測(cè)得的I/Q通道的單音頻譜如圖6（a）和（b）所示，其功率分別為-27.8 dBm 和-28 dBm. 然后將PD 的輸出連接至示波器（AWG7061B），可以觀察到2 個(gè)相位正交的IF 信號(hào)時(shí)域波形，如圖6（c）所示. 隨后，改變RF 信號(hào)頻率為10.2 GHz，得到0.2 GHz 的IF 信號(hào)，時(shí)域波形圖如圖6（d）所示.

圖6 I/Q下變頻后IF信號(hào)頻譜及波形

I/Q 通道的幅相平衡度對(duì)鏡像抑制至關(guān)重要. 接下來(lái)的實(shí)驗(yàn)中，保持LO 信號(hào)參數(shù)設(shè)置不變，將RF 信號(hào)頻率在2～20 GHz 范圍內(nèi)以1 GHz 步長(zhǎng)調(diào)諧，測(cè)量I/Q 下變頻通道輸出IF 信號(hào)的功率和相位差，如圖7（a）所示.可以發(fā)現(xiàn)，3 dB 功率浮動(dòng)對(duì)應(yīng)的工作頻率范圍為5～20 GHz，在此范圍內(nèi)相位失衡和幅度失衡分別低于0.8°和0.6 dB. 然后改變RF信號(hào)的頻率，使得最終生成的IF信號(hào)頻率范圍為0.1～1 GHz，測(cè)量I/Q 通道IF 信號(hào)的功率和相位差，如圖7（b）所示，相位失衡和幅度失衡分別低于0.7°和0.5 dB.

圖7 I/Q通道的幅度和相位差隨

保持RF 和LO 信號(hào)以上參數(shù)設(shè)置不變，引入頻率為9.49 GHz、功率為10 dBm 的鏡像信號(hào)與RF 信號(hào)同時(shí)驅(qū)動(dòng)子調(diào)制器Xa 和Ya. 測(cè)量得到通道I 的輸出頻譜如圖8（a）所示，可以看到，不進(jìn)行鏡像抑制時(shí)，能夠觀察到在頻率0.51 GHz處出現(xiàn)明顯的鏡像信號(hào). 將I/Q兩路的輸出信號(hào)通過(guò)90°電耦合器進(jìn)行耦合，最終得到的信號(hào)輸出頻譜如圖8（b）所示，能夠發(fā)現(xiàn)，鏡像信號(hào)被顯著抑制了44.3 dB.

圖8 加入鏡像信號(hào)以后最終輸出的IF信號(hào)頻譜

接下來(lái)測(cè)試該系統(tǒng)的SFDR. 設(shè)置RF 信號(hào)為頻率10.5/10.51 GHz 的雙音信號(hào)，鏡像信號(hào)頻率為9.4 GHz，功率與RF 信號(hào)一致，LO 信號(hào)參數(shù)設(shè)置保持不變. 在-15～20 dBm 范圍內(nèi)改變輸入RF 信號(hào)和鏡像信號(hào)的功率時(shí)，依次測(cè)量輸出IF信號(hào)的基頻、IMD3以及鏡像干擾功率. 其中，當(dāng)輸入RF信號(hào)功率分別為0 dBm和13 dBm時(shí)的系統(tǒng)輸出頻譜圖如圖9（a）和（b）所示.0.5/0.51 GHz信號(hào)為輸出的IF基頻分量，0.49/0.52 GHz為輸出IF信號(hào)中的IMD3分量，0.6 GHz為鏡像IF信號(hào)分量.

圖9 系統(tǒng)輸出IF信號(hào)頻譜圖

系統(tǒng)的底噪通過(guò)頻譜儀測(cè)量，將頻譜儀測(cè)量頻點(diǎn)設(shè)置到IF 信號(hào)頻率附近. 為了便于觀察，設(shè)置RBW 和VBW 分別為300 kHz 和10 kHz，接著設(shè)置頻譜儀為噪聲測(cè)量模式，打開(kāi)噪聲校準(zhǔn)選項(xiàng)對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行噪聲測(cè)量，本系統(tǒng)的底噪約為-147.7 dBm/Hz. 最終測(cè)量得到系統(tǒng)的SFDR 約為110.5（dB·Hz4/5），平均鏡像抑制比（Image Rejection Ratio，IRR）約為44.6 dB，如圖10所示.

圖10 輸出IF 信號(hào)中的基頻、IMD3、底噪以及鏡像干擾功率隨輸入RF信號(hào)功率的變化曲線

與部分參考文獻(xiàn)中微波光子I/Q 混頻系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍進(jìn)行了比較，如表2所示. 能夠發(fā)現(xiàn)，所列參考文獻(xiàn)中微波光子I/Q 混頻系統(tǒng)的SFDR 在95～108（dB·Hz2/3）之間，相比而言，本文所提方案在動(dòng)態(tài)范圍方面有所改善.

表2 幾種微波光子I/Q混頻系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍比較

最后測(cè)試了寬帶矢量信號(hào)的鏡像抑制下變頻及非線性抑制特性. 設(shè)置RF 信號(hào)為載頻10.5 GHz、帶寬30 MHz、功率10 dBm 的16QAM 信號(hào)，LO 信號(hào)為頻率10 GHz、功率12 dBm 的單音信號(hào)，鏡像信號(hào)為調(diào)頻信號(hào)，載頻為9.5 GHz，帶寬為10 MHz. 采用基于單個(gè)DPMZM 的微波光子下變頻系統(tǒng)作為對(duì)照組，未進(jìn)行非線性抑制和鏡像抑制的輸出信號(hào)頻譜如圖11（a）所示，可以看到明顯的鏡像干擾以及IMD3. 解調(diào)得到的誤差向量幅度（Error Vector Magnitude，EVM）為29.6%. 設(shè)置對(duì)照組中DPMZM 的主偏置角為45°，并加入雙通道WDM和90°電耦合器，測(cè)得的輸出寬帶頻譜如圖11（b）所示.由于抑制了鏡像干擾，解調(diào)出來(lái)的星座圖具有明顯改善，EVM 為9.5%. 在本文方案中，單個(gè)PD 的輸出頻譜如圖11（c）所示，IMD3 得到顯著抑制，但鏡像干擾仍然顯著，接收端解調(diào)出來(lái)的符號(hào)完全錯(cuò)誤，因此EVM依舊很大，約為29.1%. 最后，將2 個(gè)PD 輸出的I/Q 下變頻信號(hào)通過(guò)90°電耦合器進(jìn)行耦合，頻譜如圖11（d）所示，鏡像干擾被明顯抑制，系統(tǒng)解調(diào)得到的EVM下降到6.2%.

圖11 系統(tǒng)輸出的頻譜及EVM

4 結(jié)論

本文提出并研究了一種大動(dòng)態(tài)范圍的微波光子I/Q 下變頻方案，利用PDM-DPMZM 同時(shí)調(diào)制RF、LO 和鏡像信號(hào)，通過(guò)調(diào)整調(diào)制器的直流偏置并進(jìn)行驅(qū)動(dòng)信號(hào)功率控制，可以在實(shí)現(xiàn)下變頻的同時(shí)抑制非線性失真和鏡像干擾并借助單頻信號(hào)和寬帶矢量信號(hào)測(cè)試驗(yàn)證了方案的優(yōu)化效果. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本方案工作帶寬5～20 GHz，典型鏡像干擾抑制比為44 dB，線性度優(yōu)化后SFDR 達(dá)到110.5（dB·Hz4/5）. 該微波光子I/Q 下變頻系統(tǒng)具有工作帶寬大、鏡像抑制好、動(dòng)態(tài)范圍高等優(yōu)點(diǎn)，因此在超外差接收、零中頻接收、矢量信號(hào)分析和其他微波測(cè)量等系統(tǒng)中極具應(yīng)用潛力.