可變電感及其在電力電子系統(tǒng)中的應(yīng)用研究進展

湯雨　高亞虎

摘要 可變電感的電感值變化特性使其具有柔性的濾波和諧振作用，為功率變換器的柔性調(diào)控提供了新思路。針對變換器不同運行工況，結(jié)合電感調(diào)節(jié)方法可以實現(xiàn)運行工況的優(yōu)化，有利于電路性能提升。當前，國內(nèi)外對可變電感的研究可見于諧振變換器、全橋變換器、PFC變換器、Buck變換器等，在各自應(yīng)用領(lǐng)域帶來明顯效能提升，具有良好的應(yīng)用價值。論文首先分析了可變電感的工作原理，根據(jù)電感值變化原理將其進行分類并根據(jù)各自的優(yōu)缺點總結(jié)了其適用范圍，然后依據(jù)其不同應(yīng)用場合，分類梳理了可變電感在變換器中的應(yīng)用和變換器對可變電感的性能要求，最后對可變電感未來的發(fā)展趨勢及研究重點進行了展望。

關(guān) 鍵 詞 可變電感;柔性;飽和磁芯;直流偏置;功率變換器

中圖分類號 TM554? ? ?文獻標志碼 A

Recent advances in variable inductors and its application in power electronic system

TANG Yu， GAO Yahu

Abstract The variable inductor with inductance value change characteristics makes it flexible filtering and resonance， providing a new idea for the flexible regulation of power converters. For the different operating conditions of the converter， the optimization of the operating conditions can be realized in combination with the inductance adjustment method， which is conducive to improving the performance of the circuit. At present， the research on variable inductors at home and abroad can be seen in resonant converters， full-bridge converters， PFC converters， Buck converters， etc.， which bring significant efficiency improvement in their respective applications fields and have good application value. The paper first analyzes the working principle of variable inductors， classifies them according to the principle of inductance value change and summarizes their scope of applications according to their respective advantages and disadvantages， and then sorts out the application of variable inductors in converters and the performance requirements of converters for variable inductors according to their different applications， and finally looks forward to the future development trend and research focus of variable inductors.

Key words variable inductor; flexibility; saturation core; DC bias; power converter

引言

功率電路中，電感器件的主要作用是對交流信號進行隔離、濾波或與電容、電阻等組成諧振電路，電感器件按照電感值是否可變分為可變電感（Variable Inductor，VI）與固定電感。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，變換器的工況復雜化，例如寬增益、寬負載等，而應(yīng)用場合對變換器的效率要求越來越嚴格。但是在變換器運行工況變化跨度較大時，固定參數(shù)下的變換器很難保持高效率運行，例如移相全橋變換器在負載變化跨度較大時因丟失軟開關(guān)不能保持高效率[1];臨界模式運行下固定電感的功率因數(shù)校正電路（Power Factor Correction，PFC）電路在輸入電壓變化較大時，開關(guān)頻率也會寬范圍變化，但是過高的開關(guān)頻率增加損耗，過低頻率會產(chǎn)生噪音[2];太陽電池板后級的BUCK變換器（降壓式變換電路）在輕載下難以保持電感電流的連續(xù)性，斷續(xù)工作模式使最大功率點追蹤控制復雜化[3]。目前多數(shù)電力電子變換器只能通過開關(guān)管的通斷來控制脈沖電壓的占空比或者頻率，特別對于諧振電路，寬增益下固定電感的LLC（Series-Parallel Resonance Circuit串并聯(lián)諧振電路）諧振電路的頻率變化范圍較寬，難以進行磁器件的優(yōu)化設(shè)計[4]，脈沖電壓的占空比調(diào)節(jié)使得電路諧波含量增加，降低變換器效率，這兩種控制無法使諧振變換器在寬增益下高效運行。為了實現(xiàn)變換器的優(yōu)化運行，變換器的控制目標不再單一，而單一的開關(guān)管控制很難同時滿足多個控制目標，例如雙重交錯的LLC諧振電路在相同開關(guān)頻率下不能同時實現(xiàn)給定電壓跟隨和兩路負載均衡[5]，作為高電壓拓撲的LCC諧振變換器在負載變化時，不能同時實現(xiàn)功率控制和單位功率因數(shù)運行[6]。

在上述背景下，VI因其電感值變化特性引起科研人員的關(guān)注。近年來，隨著科學技術(shù)的進步，磁性材料的發(fā)展也很迅速，科研人員基于此提出了多種VI，也將其應(yīng)用于不同的電路中，以提高變換器性能。例如在注重輕載效率的移相全橋變換器中使用基于磁流變液的VI，在輕載下以較大的諧振電感值拓寬軟開關(guān)范圍[7]，在并聯(lián)諧振電路中使用雙E型類型VI控制功率流動，實現(xiàn)電路恒頻運行[8]，在電動汽車應(yīng)用的雙向BUCK變換器中使用VI以在高瞬態(tài)電流下保持同樣的濾波效果，相對減小電感體積[9]。

針對VI，本文綜述了近年來國內(nèi)外的研究現(xiàn)狀和研究成果，首先，介紹了VI的工作原理，基于電感值變化原理的分析，將多種VI進行分類，總結(jié)其優(yōu)缺點及適用場合;其次，根據(jù)VI應(yīng)用場合不同，梳理了VI在變換器中的應(yīng)用;最后，對VI后續(xù)研究方向和未來發(fā)展進行了展望。

1 基本工作原理

假設(shè)某個電感磁路長度為[l]，磁路截面積為[s]，并且該截面上的磁通密度是均勻的，磁通方向與磁路截面垂直，磁路的等效磁導率為[μe]（磁芯可能存在氣隙，導致磁路并不均勻，此時固定磁路長度，用等效磁導率表觀不均勻磁路的磁導率），繞組匝數(shù)為[N]，繞組電流為[i]，磁路磁通量為[?]，則磁路磁阻[R]為

由磁路歐姆定律可知：

電感值定義為總磁鏈[ψ]與繞組電流之比：

可以看到電感值與繞組匝數(shù)和磁路磁阻有關(guān)系，但是電繞組匝數(shù)很難實時改變，通過改變磁路的磁阻改變電感值更容易。磁路磁阻一般由氣隙磁路磁阻和磁芯磁路磁阻串聯(lián)組成，由式（1）可知，磁芯尺寸、磁導率決定著磁芯磁阻，同理氣隙的尺寸也決定著氣隙磁阻。最根本上是從改變磁芯尺寸、磁芯磁導率或氣隙尺寸出發(fā)改變磁路磁阻進而改變電感值大小，這就是VI的工作原理。

2 可變電感分類及特點

目前存在多種VI，例如雙環(huán)型VI、雙E型VI、四U型VI、基于壓力的VI、斜氣隙VI、使用磁流變液的VI等等[10-12]，并沒有一個系統(tǒng)的分類，因此本文首先從電感值是否可控上將VI分為可控VI和不可控VI，又從改變磁路磁阻方式的不同，將VI進行歸類，具體分類如圖1所示。

2.1 可控可變電感

2.1.1 直流磁通偏置類型

雙環(huán)型VI、雙E型VI、四U型VI和基于壓力的VI均是通過控制直流磁通使磁芯飽和[10-12]，改變磁芯相對于交流磁通的等效磁導率，進而影響磁芯磁路磁阻改變電感值，因此將上述VI歸類為直流磁通偏置類型。又根據(jù)產(chǎn)生直流磁通方式的不同，將這些VI分類為直流輔助繞組類型和永磁體類型。

2.1.1.1 直流輔助繞組類型

雙環(huán)型VI、雙E型VI和四U型VI均是以直流輔助繞組產(chǎn)生的直流磁通來控制工作繞組的電感值[10-12]，因此在本文中將這些VI歸類為直流輔助繞組類型。雙E型VI結(jié)構(gòu)如圖2a）所示[13]，工作繞組產(chǎn)生的交流磁通（疏虛線）分別流經(jīng)左右磁臂，交鏈輔助繞組的總磁通近乎不變，兩繞組近似解耦。由于認為交流磁通線性疊加到直流磁通上，輔助繞組的直流電流調(diào)節(jié)左右磁臂相對于交流磁通的等效磁導率。

輔助繞組類型VI只需要輔助繞組、工作繞組和常見的磁芯即可實現(xiàn)，成本較低;但是從線性電感的角度上看，由于交流磁通相對直流磁通不太大這種近似條件，該類型VI磁芯的磁通密度擺幅較小，磁芯利用率較低;并且輔助繞組內(nèi)的直流電流會產(chǎn)生額外的功率損耗，所以該類VI一般用于小功率場合。

2.1.1.2 永磁體類型

直流輔助繞組類型VI的輔助繞組直流電流會產(chǎn)生額外的功率損耗，針對該缺點，文獻[14]提出了基于壓力控制的VI，如圖3a）所示。該VI的直流磁通由永磁體產(chǎn)生，因此將該VI稱為永磁體類型。該VI結(jié)構(gòu)如圖3a），永磁體的直流磁通分布如圖3b）所示。根據(jù)逆磁致伸縮效應(yīng)，圓柱形FeGa合金磁導率受施加在該材料上的壓力控制，兩者的詳細關(guān)系如圖4所示。通過控制施加在圓柱形FeGa合金上的壓力控制流經(jīng)EF25磁芯的直流磁通大小，進而控制電感值。

文獻[14]提出用壓電材料來提供壓力，因為壓電材料在維持固定的應(yīng)力時不消耗功率，該VI在電感值穩(wěn)定時，沒有額外的功率損耗;但是該電感結(jié)構(gòu)較為復雜，成本較高;由于也是直流偏置類型VI，磁芯利用率較低，適用小功率場合。

2.1.2 相對位移類型

文獻[15]提出的VI通過永磁體移動磁流體，如圖5a）所示，改變磁芯（磁流體）和線圈之間的位置距離，進而改變電感值，這種VI適用于小功率場合。大功率下由于較大磁芯質(zhì)量和較強的磁場，移動磁芯需要的機械致動裝置體積較大且較為昂貴。針對該缺點，文獻[16]提出通過移動線圈改變電感值，因線圈相對于磁芯慣性較小，可以使用成本較低的微型伺服電機作為致動裝置，電感結(jié)構(gòu)如圖5b）所示。兩種VI的工作原理為通過改變磁芯和線圈相對位置可以改變磁路中的氣隙磁路的長短和截面積，進而改變氣隙磁阻，影響電感值，因此將其歸類為相對位移類型。

因該VI磁芯的磁通密度擺幅接近飽和磁通密度，磁芯利用率較高，但是因電感線圈需要位移空間，包括微型伺服電機的存在，電感整體體積比較大;由于微型伺服電機成本較低，該類VI成本較低;更適用于大功率場合、對功率密度要求不高的應(yīng)用。

2.2 不可控可變電感

以上內(nèi)容均為可控VI的分類及不同類別的特點，以下內(nèi)容為不可控VI分類及特點。不可控VI電感值隨繞組電流變化時，需要引入1個等效電感值[Leff]來衡量繞組電流隨電感兩端電壓的瞬時變化率，等效電感值推導如下：

2.2.1 不均勻氣隙類型

不均勻氣隙類型VI的氣隙是不均勻的，文獻[17]提出階梯氣隙VI，其磁芯結(jié)構(gòu)如圖6a）所示。文獻[18]提出了斜氣隙VI，其結(jié)構(gòu)如圖6b）所示。圖7a）給出階梯氣隙VI[Leff-i]關(guān)系的一個示例?？梢钥吹诫A梯氣隙電感的等效電感值隨繞組電流的變化曲線并不平滑，曲線中間存在突起。為了獲得線性下降的電感值，文獻[18]中的斜氣隙VI，圖7b）為斜氣隙等效電感值的典型[Leff-i]曲線，由圖7b）可知斜氣隙VI的[Leff-i]曲線相對于階梯氣隙VI更為線性。

通過特定的氣隙形狀和尺寸設(shè)計，可以得到理想的[Leff-i]曲線，但是需要對現(xiàn)有磁芯進行加工或者定制特定形狀的磁芯才能得到特定的氣隙形狀，使得電感成本相對增加。由于磁芯工作在飽和狀態(tài)和氣隙形狀的不規(guī)則，導致擴散磁通損耗增加，該類VI更適用于中低頻電流場合和直流濾波。

2.2.2 整體磁芯飽和類型

斜氣隙VI的電感值隨著繞組電流增加而平緩下降，通過合適的氣隙參數(shù)可以獲得不同斜率的電感值變化曲線，但是斜氣隙會引起額外的擴散磁通損耗，較容易引起電磁干擾。此時，不需要開氣隙的磁粉芯電感更具優(yōu)勢，文獻[19]中提出了用于交流濾波器的VI，其磁芯材料為磁粉芯。因整體磁芯的磁通密度逐漸進入飽和區(qū)域，將該類VI稱為整體磁芯飽和類型VI，該VI結(jié)構(gòu)如圖8a）所示，圖8b）為磁粉芯材料磁導率隨磁場強度增加而逐漸減小的典型曲線，由圖可知隨著磁場強度增加磁導率減小較為緩慢（坐標圖橫坐標單位為Oe，1 Oe = 79.58 A/m）。在磁芯均勻氣隙的情況下，這種磁導率曲線是實現(xiàn)電感值隨電流增加而緩慢減小的必要條件。圖9是文獻[19]中VI的電感值隨繞組電流變化曲線。

整體磁芯飽和類型沒有斜氣隙磁芯引起的電磁干擾和擴散磁通損耗，電感磁芯結(jié)構(gòu)也比較簡單，但是整體磁芯飽和類型VI的工作原理是隨著繞組電流增大，整體磁芯磁通密度進入飽和區(qū)域以減小電感值，如果整體磁芯雙向磁化導致的磁滯損耗也會相對較高，該類VI更適用于直流濾波場合。

2.2.3 局部磁芯飽和類型

上部分為整體磁芯飽和類型，在電感值隨繞組電流平緩減小時，對磁芯的磁特性要求比較嚴格，而且由于需要整體磁芯進入飽和，該類型VI不適用于雙向磁化的高頻電路。文獻[20]提出了使用磁流變液的VI，因局部磁芯的磁通密度進入飽和狀態(tài)，稱為局部磁芯飽和類型VI。

該電感的磁芯結(jié)構(gòu)和尺寸如圖10所示，磁流變液替代氣隙的位置，在磁通密度增加的時候，磁流變液先于磁芯飽和，充當氣隙，減小電感值。圖11a）磁流變液與空氣的B-H曲線，文獻將磁流變液填充氣隙前后2個電感的L-i曲線進行了對比，如圖11b）所示。文獻[21]提出類似原理的局部磁芯飽和類型VI，提出使用低磁導率材料填充氣隙，通過設(shè)計氣隙的大小和選擇不同的低磁導率材料靈活設(shè)計電感值-電流曲線。

局部磁芯飽和類型VI通過局部小區(qū)域磁芯磁通密度進入飽和區(qū)域，降低磁導率，以減小電感值。相對于整體磁芯飽和類型減小了磁芯損耗，相對于不均勻氣隙VI減小了磁通的邊緣效應(yīng)。磁芯結(jié)構(gòu)相對復雜，相對整體飽和電感成本較高，但是該類型VI可適用于高頻電路。

3 可變電感應(yīng)用

電感在變換器中起濾波或諧振作用，在其參數(shù)固定時，其濾波或諧振作用也是固定的，但是隨著變換器運行工況變化跨度的增加，其濾波作用或諧振作用很難滿足變換器的性能要求;或者單一的開關(guān)管控制無法進一步優(yōu)化變換器的性能，特別是諧振變換器變頻問題或多重電路的負載均衡問題。由于VI的電感值隨電感電流被動變化的特性，能夠讓變換器具有一定程度的柔性，應(yīng)對更復雜的運行工況，或者基于可控VI電感值主動可控的特性，進一步優(yōu)化變換器的運行?；赩I應(yīng)用場合的不同將VI應(yīng)用進行分類，如下圖所示。

3.1 PWM （Pulse Width Modulation，PWM）變換器

在PWM電路中，電感用來調(diào)整電流波形，起著濾波作用。由式（5）可知電感值與開關(guān)頻率、電流紋波、電壓幅值之間存在密切關(guān)系，當電壓、頻率固定時，電感與電流紋波成反比關(guān)系，當電壓、電流紋波固定時，電感與頻率成反比關(guān)系。

在實現(xiàn)太陽能電池板最大功率點追蹤功能的BUCK變換器中，電路如圖13a）所示。電路在電感電流連續(xù)模式下實現(xiàn)最大功率點跟蹤，由于日照情況變化，電路存在輕載運行，當電感值較小時，輕載下電感電流不再連續(xù)，不能實現(xiàn)最大功率點跟蹤。在電感電流連續(xù)的要求下，輕載電流較小時，需要電感值較大。

文獻[3]介紹了一種整體磁芯飽和類型電感，在電流較小時，可變電感磁芯退飽和，電感值增大，增加輕載下電流連續(xù)工作模式范圍，有利于實現(xiàn)太陽能電池板輕載下的最大功率點追蹤控制，并且該電感與輕載下同樣具有濾波效果的固定值電感相比體積較小。

用于電動汽車的雙向DC-DC PWM變換器對功率密度有很高的要求，電路如圖13b）所示，電動汽車在加速和再生制動期間會產(chǎn)生很高的瞬態(tài)電流，在高瞬態(tài)電流下設(shè)計電感將導致電感體積較大，降低變換器功率密度，在正常工作電流下，高瞬態(tài)電流會導致磁芯飽和，電感值下降，導致濾波性能變差。

文獻[9]提出在該變換器內(nèi)使用雙環(huán)類型的可控VI，在高于額定電流時，通過直流電流產(chǎn)生的直流磁通對磁芯退飽和以提高電感值，降低了電流紋波，提高電感的電流處理能力，相對減小了電感體積，提高變換器的功率密度。但是該電感具有直流輔助繞組類型VI的共性問題，輔助繞組與工作繞組之間會有功率耦合，該功率耦合影響控制電路的設(shè)計和電感值的精確控制，增加VI本身的損耗。文獻[9]進行了雙環(huán)VI輔助繞組的控制電路設(shè)計，并測量了電感值階躍變化的響應(yīng)時間，以BUCK電路為控制電路拓撲，電感值階躍下降的響應(yīng)時間接近10 ms，由于沒有反向電壓其階躍上升的時間大概為40 ms，該響應(yīng)時間遠大于開關(guān)管微秒級的響應(yīng)時間。

移相全橋軟開關(guān)PWM變換器（Full-Bridge Zero-Voltage-Switched PWM Converter，F(xiàn)B-ZVS-PWM Converter）是通過諧振電感對開關(guān)器件的寄生電容進行放電來實現(xiàn)開關(guān)管零電壓導通，電路如圖13c）所示。對于某些強調(diào)輕載效率的應(yīng)用，該變換器需要較大的諧振電感以確保輕載下的零電壓導通，但是較大的諧振電感會導致重載下變換器較大的功率回流，占空比丟失問題，即移相全橋電路輕載下需要的電感值較大實現(xiàn)軟開關(guān)，重載下需要的電感值較小，減輕循環(huán)能量和占空比丟失。

文獻[22-25]利用飽和電感（不可控VI）可以在不增加環(huán)流能量的情況下以更寬的負載范圍實現(xiàn)零電壓導通。文獻[26]提出新類型不可控VI用于移FB-ZVS-PWM變換器，該VI是將磁流變液充滿氣隙，在輕載下增大電感值，拓寬軟開關(guān)范圍，而且重載下電感更快進入飽和區(qū)域以降低電感值，減小循環(huán)能量。

3.2 功率因數(shù)校正變換器

臨界導通模式運行的PFC電路（Power Factor Correction Converter，PFC）其開關(guān)頻率在半周期內(nèi)變化范圍較大，輸入電壓的變化，開關(guān)管頻率變化范圍會進一步增大，不利于EMI（Electromagnetic Interference，EMI）濾波器設(shè)計，由于輸入電容引起的相位超前輸入電流降低了功率因數(shù)。

文獻[2]將雙E型類型電感用于臨界導通模式運行的功率因數(shù)校正電路中，電路如圖14所示，該文獻推導了交流輸入電壓有效值與PFC電路半周期內(nèi)最高和最低開關(guān)頻率的關(guān)系，通過檢測輸入交流電壓的有效值，來判斷開關(guān)頻率是否過高或過低，電感值是否需要調(diào)整。由式（5）可知當電感值增大且電流紋波和電壓固定時，頻率會降低。利用此原理在開關(guān)頻率過高時，增大電感值以降低頻率，減小開關(guān)的關(guān)斷損耗，在開關(guān)頻率小于可聽頻率時，減小電感值以增大開關(guān)頻率，減小噪音。

文獻[21]提出新類型的不可控VI用于臨界導通模式運行的PFC電路中，電感值隨電流增大而減小。當電流較小時，增大的電感值減小了開關(guān)頻率，電流較大時，結(jié)果相反?；诖嗽?，不可控VI減小了半周期內(nèi)PFC電路開關(guān)頻率的變化范圍。非線性電感值導致臨界模式運行的PFC電路電感電流不是規(guī)則鋸齒波，其等效電流的計算將會復雜化。

文獻[27]提出了使用雙E型可控VI產(chǎn)生滯后電流來實現(xiàn)電流相位補償。該電路在半周期末端，在電壓和頻率不變的情況下，減小電感值，鋸齒波電流會增大，等效電流增加，產(chǎn)生滯后電流提高了功率因數(shù)。

3.3 電子鎮(zhèn)流器

磁控方法可以實現(xiàn)電子鎮(zhèn)流器的完整控制，如熒光燈的軟啟動和調(diào)光等功能，保持開關(guān)頻率恒定并且不需要使用功率變換器的其他控制參數(shù)（例如輸入電壓或占空比），只需要直流電流控制。除了保持恒定頻率的重要優(yōu)勢之外，與其他控制方法相比，該方法還具有隔離、線性控制和更高的效率等優(yōu)勢，但是由于電感值變化范圍有限，限制了熒光燈的調(diào)光范圍。

文獻[28]將雙E型可控VI應(yīng)用于電子鎮(zhèn)流器以實現(xiàn)調(diào)光功能，電路如圖15a）所示，并將該類電子鎮(zhèn)流器稱為磁控電子鎮(zhèn)流器。文獻[29]研究了用于給T5熒光燈供電的磁控電子鎮(zhèn)流器，并探索了雙E型磁芯結(jié)構(gòu)和四U型磁芯結(jié)構(gòu)VI的優(yōu)缺點，電路如圖15a）所示。

文獻[30]提出了一種高功率因數(shù)可調(diào)光的自激電子鎮(zhèn)流器，該鎮(zhèn)流器包含PFC功率級和直流諧振變換器功率級，電路如圖15b）所示，在該鎮(zhèn)流器中通過控制VI的電感值來控制熒光燈的功率以實現(xiàn)調(diào)光功能。VI有2種放置位置，第1種位置，將VI放置在串聯(lián)諧振中;第2種位置，將VI放置在PFC功率級。在整個調(diào)光范圍內(nèi)，這兩種方法均具有很寬的線性調(diào)光范圍、高效率和高功率因數(shù)。

3.4 諧振變換器

諧振變換器因其可以軟開關(guān)運行，可以在保持電路高效率的同時實現(xiàn)其高頻化以提高功率密度，但是在諧振類變換器中，主要問題之一是開關(guān)頻率隨增益和負載變化，這不利于EMI濾波器和變換器磁器件的優(yōu)化設(shè)計。使用相移控制的全橋拓撲可以實現(xiàn)變換器的恒定頻率運行，但是該解決方案需要額外的開關(guān)器件和控制電路，這會增加變換器的成本。另一方面，相移的操作導致方波電壓的諧波含量增加，這降低了變換器的效率。通過結(jié)合諧振變換器和可控VI的優(yōu)點，在諧振電路中利用可控VI代替諧振電感，調(diào)整諧振腔中諧振電感值的大小，來控制諧振變換器的輸出電壓，實現(xiàn)諧振變換器的恒頻運行[31]，諸多文獻對此進行了研究。

文獻[32-33]將雙E型可控VI代替DC-DC并聯(lián)諧振變換器中的諧振電感，電路如圖16a）所示，通過改變電感值控制輸出電壓以實現(xiàn)恒頻運行。文獻[4]探究了基于雙E型可控VI控制的LLC諧振變換器作為電池充電拓撲的可能性，電路如圖16b）所示，通過控制電感值來控制恒流或恒壓充電過程。文獻[34]分析了基于雙E型可控VI控制的LLC諧振電路作為太陽能電池板后級直流變換拓撲的可能性，通過改變諧振電感值來調(diào)節(jié)變換器的輸入阻抗，使其與太陽能電池板的輸出阻抗匹配，進行最大功率點跟蹤。該類拓撲可以在恒定的開關(guān)頻率下運行，從而在EMC（電磁兼容性）和高功率密度方面具有優(yōu)勢。但是由于雙E型電感的電感值變化范圍有限，不能實現(xiàn)LLC諧振電路的寬增益運行。

文獻[35]在LLC諧振變換器中使用雙E型可控VI并將該變換器用于LED驅(qū)動，電路如圖16b）所示，但是與之前的變換器不同的是輸出的LED電流作為直流偏置電流流經(jīng)VI的輔助繞組，以影響電感值，直接實現(xiàn)輸出反饋，不需要額外的控制電路。在額定LED電流下，電感值最小，LED電流減小時，電感值增加。該變換器采用頻率控制負載功率，VI的存在使得小范圍的頻率變化就可以得到較寬的調(diào)光范圍。

近年來，無線功率傳輸技術(shù)由于其高度的靈活性和用戶友好度而受到關(guān)注。由于寬氣隙低耦合的變壓器參數(shù)并不固定，會導致高Q多重諧振變換器無功循環(huán)電流增加，失去軟開關(guān)的工作條件，電路如圖16c）所示。文獻[36]提出線圈與磁芯相對位移類型電感用于該變換器中，通過改變磁芯和線圈的相對位置，改變電感值，以減小循環(huán)電流和實現(xiàn)軟開關(guān)工作狀態(tài)。

高壓電源在某些應(yīng)用中，輸出負載變化范圍很大。文獻[6]選用LCC諧振變換器作為高壓電源拓撲，并將VI作為諧振電感，電路如圖16d）所示，通過相移方法控制電源電壓，通過使用雙E型的可控VI實現(xiàn)電流相位調(diào)整，保持變換器的最大功率因數(shù)，提高變換器效率。

多重交錯諧振電路可以減小電流紋波，適用于低壓高電流應(yīng)用，但是雙重交錯的諧振變換器以相同的開關(guān)頻率工作時，對應(yīng)諧振器件參數(shù)的微小不同會導致負載電流失衡，電路如圖16e）所示。文獻[5]利用雙E型的可控VI作為諧振電感，通過控制電感值達到負載均衡，實現(xiàn)多重交錯諧振電路的低紋波輸出電壓和低紋波輸入電流的優(yōu)點。

3.5 LED驅(qū)動

LED燈在發(fā)熱時，其正向電壓會降低，導致其電流就增大，進一步導致發(fā)熱，形成正反饋，因此，必須控制流過LED的電流來消除正反饋。此外，LED的發(fā)光強度與其電流成正比，因此保持發(fā)光的均勻性也需要進行電流控制。

文獻[37]提出了一種高魯棒性、低成本、多輸出和直流反饋的諧振開關(guān)電容拓撲（RSCT）用于LED驅(qū)動，電路如圖17a）所示，通過控制雙E型可控VI控制LED電流的平均值，以實現(xiàn)其調(diào)光功能，控制方法簡單經(jīng)濟。文獻[38]提出了一種新穎LED驅(qū)動拓撲，提出的驅(qū)動僅需要串聯(lián)電感、電容和變壓器作為主要組件，即可從半橋逆變驅(qū)動LED，電路如圖17b）所示，并且通過引入VI作為串聯(lián)電感，可以獨立于其他參數(shù)來控制LED電流。文獻[39]介紹了一種用于OLED驅(qū)動的單向諧振開關(guān)電容升壓變換器，電路如圖17c）所示。該變換器將VI與開關(guān)電容串聯(lián)，以控制OLED電流，調(diào)節(jié)亮度。

文獻[40-41]提出多陣列LED電流均衡技術(shù)，電路如圖17d）所示。通過改變雙E型可控VI的電感值來控制LED電流，該方法可以獨立控制每個LED支路的電流，允許變換器以恒定的頻率和占空比工作。

3.6 其他應(yīng)用場合

3.6.1 不可控整流

不可控整流電路中包含一個緩沖電容，以減少輸出電壓紋波并增加直流電源的保持時間，電路如圖18a）所示，但是該電容使交流輸入電流存在高峰值脈沖，使輸入電流波形奇次諧波含量增加，輸入功率因數(shù)較差?？梢酝ㄟ^添加濾波電感器來實現(xiàn)無源功率因數(shù)校正，但是設(shè)計濾波器電感須考慮到整個功率范圍，這將導致濾波電感體積較大。文獻[18]提出了一種斜氣隙不可控VI，其電感值隨電流增加而減小，以較少的諧波含量為代價，減小了濾波電感的體積。

3.6.2 并網(wǎng)逆變

在微電網(wǎng)和再生能源之間的電壓源逆變器中需使用三相LCL濾波器，電路如圖18b）所示，傳統(tǒng)設(shè)計中大多采用定值電感，以在額定功率下實現(xiàn)低電流諧波。但是，由于可再生能源的間歇性，變換器有時須在輕載條件下運行，會導致濾波器濾波性能變差。文獻[19]提出了一種不可控VI，與額定電流下的電感值相比，低電流下的電感值是額定電流下的3倍，在保持額定負載下濾波性能的同時，減少了輕載條件下的電流諧波。

3.6.3 交錯升壓直流變換器

文獻[42]提出了一種交錯式高增益零電壓開關(guān)變換器，電路如圖19所示，推導出的電壓增益比與電路電感值有關(guān)，因此用雙E型可控VI替代該電感，利用VI調(diào)節(jié)輸出電壓，實現(xiàn)固定頻率和占空比運行，從而在EMC（電磁兼容性）和高功率密度方面具有優(yōu)勢。

4 結(jié)論

VI因其電感值可調(diào)特性，為變換器的優(yōu)化運行帶來更多的調(diào)控范圍，從而可實現(xiàn)不同工況下的變換器優(yōu)化運行和設(shè)計。當前研究對VI在不同功率變換場合下的應(yīng)用開展了詳細研究，后續(xù)需要從以下幾個方面進一步提升性能，以滿足實際應(yīng)用需求：1）圍繞提高控制電路的效率，永磁體和直流繞組混合偏置勵磁，研究利用超導材料等，降低可控VI控制側(cè)的功率損耗;2）研究磁通正交解耦，降低控制側(cè)與主功率側(cè)的能量耦合，盡量避免或減輕控制側(cè)與主功率側(cè)的能量耦合;3）圍繞著VI磁路結(jié)構(gòu)優(yōu)化，研究利用新型磁材料，拓寬電感值變化范圍;4）結(jié)合VI應(yīng)用的新型功率變換拓撲及其控制策略。

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收稿日期：2020-06-18

基金項目：河北省高校百名優(yōu)秀創(chuàng)新人才支持計劃（SLRC2019025）。

第一作者：湯雨（1980—），男，教授，2018040@hebut.edu.cn。