聲音檢測與分貝轉(zhuǎn)化的仿真與設(shè)計

黃嘉誠,彭 勇,岳興春,周鈺琛,宋 威

江南大學a.物聯(lián)網(wǎng)工程學院;b.人工智能與計算機學院,江蘇 無錫 214122

聲音是生活中普遍存在的一種自然現(xiàn)象,聲音的檢測與分析是人類研究自然與環(huán)境本質(zhì)的一種科學方式[1-2]。通過檢測結(jié)果的多樣性和規(guī)律性可以去獲得更多的有效信息,被廣泛應用于醫(yī)療衛(wèi)生[3-4]、鐵路工程[5]、環(huán)境檢測[6]、農(nóng)業(yè)生產(chǎn)等多領(lǐng)域[7]。

其中聲音的分貝檢測應用較為廣泛,其重點在于聲音的采集與有效值轉(zhuǎn)換。在上世紀80年代,交流信號有效值通常采用通用晶體管測量,但是數(shù)值并不準確,測量的僅僅是整流平均值。到了二十世紀末,三值電壓表逐漸被使用,能夠測量波頂因數(shù)有限的波形有效值,其中最常用的屬于折線逼近拋物線法,但測量精度都有待提高。近些年來,隨著集成電路的發(fā)展,一些基于熱等效法和定義法的測量芯片不斷出現(xiàn),將精度和適用范圍進一步提高,但是價格都十分昂貴,用在聲音檢測方面性價比不高。

本文設(shè)計了一款聲音分貝檢測電路,在人耳可聽的頻率范圍內(nèi),仿真測試該電路對于不同聲壓級、不同頻率信號的適應能力。對于不同的聲壓級采取不同的放大倍數(shù),有效地將聲音信號轉(zhuǎn)化為真有效值,進一步轉(zhuǎn)化為分貝輸出。在前置放大器方面,采用跨阻放大器放大微弱的聲音信號,同時抑制噪聲。在分貝數(shù)值轉(zhuǎn)化方面采用隱式有效值法和快速傅里葉變換法,通過軟硬件對比,其中硬件電路結(jié)構(gòu)相對復雜但是能夠有效測量頻率的數(shù)值,軟件設(shè)計的實時性更高,需要采取設(shè)置合適的采樣頻率等方法來防止頻譜泄露,從而實現(xiàn)結(jié)果的準確性[8]。相比于市面上的集成芯片AD637,該電路成本低廉,在人耳可聽頻率范圍內(nèi)精度較高。此外,AD637測量真有效值的上限是2 V,本文設(shè)計電路可以測量最高達3 V的真有效值,可行性較強。

1 方案設(shè)計

本文電路主要由前置放大器、帶通濾波電路、后級放大電路以及有效值運算電路組成。其中聲音信號的采集與濾波電路是公共部分,后級放大電路根據(jù)聲壓級的大小分為3個部分,有效值的計算采取兩種方式,根據(jù)搭配的主控芯片選擇適當方式進行計算。此外,可以采取添加頻率計電路來實現(xiàn)測頻功能[9]。

1.1 前置放大電路

前置放大器電路選用GMI4015P-2C全指向駐極體咪頭,駐極體咪頭主要由電阻電容以及結(jié)型場效應管組成,特點是體積較小、頻率響應特性好,適用于聲音的采集[10]。

咪頭的輸出信號通常比較小,通過跨阻放大器,將輸出電流轉(zhuǎn)化為電壓信號。前置放大器的原理圖如圖1所示。

圖1 咪頭前置放大器電路

R2是咪頭中場效應管的漏極偏置電阻,Idc是電路中存在的直流分量,同時聲波引起的交流分量用Iac表示。后級濾波器的輸入電壓用Vbp表示,在轉(zhuǎn)折頻率范圍內(nèi)公式表達為:

Vbp=Iac×R1。 (1)

咪頭的靈敏度是指在輸入端施加1 Pa的聲壓時,輸出端產(chǎn)生的電壓大小,單位用dBV表示,而模擬量可以用mV/Pa來表示,轉(zhuǎn)化的公式為:

本文選用的咪頭靈敏度SdBV為-48 dB,參考基準OREF為1 V/Pa,將參數(shù)帶入得到模擬量表示的靈敏度為3.981 mV/Pa。考慮到咪頭的輸出阻抗為2.2 kΩ,設(shè)定采集的最大聲壓級為100 dB,對應的聲壓大小為2 Pa,放大后的輸出電壓設(shè)置為0.316 Vrms,達到傳統(tǒng)音頻接口的標準,則咪頭產(chǎn)生的輸出電流為3.619 μA。

由于采用的是跨阻抗放大器,所以電路的增益為:

增益計算結(jié)果為87.3,這里R1選取標稱值為86.6 kΩ。反饋電容C3的取值根據(jù)公式求得為13.7 pF:

這里的fP指的是在20 kHz,響應誤差為0.1 dB的極點位置,C3選用NPO或者C0G等Ⅰ類陶瓷電容,失真影響小且穩(wěn)定性更高,選用標稱值12 pF。

電阻R2的取值由供電電壓以及咪頭最大消耗電流和工作電壓決定,在設(shè)計時留有一定裕量,用來適應電源電壓的微小變化。增大R2的取值可以降低整體的噪聲增益,R2和C4構(gòu)成了高通濾波器。這個電路的增益完全由R1決定,而噪聲增益卻是由R1、R2共同決定,同時C4在聲波頻率范圍內(nèi)具有較低的阻抗,使得場效應管的漏極電壓變化特別小,從而降低溝道長度調(diào)制效應帶來的影響。

1.2 濾波及后級放大電路

信號經(jīng)過前置放大器以后,經(jīng)過濾波器去除雜波,同時可以通過修改電阻電容的取值實現(xiàn)相應的計權(quán)方式,本文設(shè)置的范圍是20 Hz到20 kHz,對該范圍內(nèi)信號沒有進行衰減。整體電路如圖2所示。此外,也可以采用數(shù)字濾波器來實現(xiàn)頻率計權(quán)。

圖2 濾波電路

濾波后根據(jù)不同的聲壓級采取衰減或放大,共分為3段電路,使得后續(xù)的均方根電路的輸入信號一直處于合理范圍內(nèi)。輸出的信號經(jīng)過轉(zhuǎn)化,傳遞給主控芯片處理。此外,在每一級電路之間都要添加合適的RC濾波電路來有效地去除直流信號,尤其是要去除經(jīng)過反向放大產(chǎn)生的負電壓。

1.3 均方根計算電路

交流信號的有效值計算方法有很多,其中熱等效法測量最為精準但是不適合快速測量,傳統(tǒng)的峰值檢測法和平均值法僅適用于正弦波[11-12]。本文采取的是真有效值法以及交流采樣法,通過軟硬件結(jié)合的方式,來測量聲音信號的有效電壓值,進一步轉(zhuǎn)化為分貝值,適用于任意波形。

真有效值法是用全波整流的方式求得交流信號的絕對值,再通過對數(shù)指數(shù)電路運算,得到最終的有效值,它的最初定義是均方根法,嚴格按照數(shù)學概念的推導得到周期信號的有效值是它的實時連續(xù)采樣值進行均方根的計算[13]。用積分的表達形式為:

考慮到人耳能聽到的極限聲音的頻率為20 Hz到20 kHz,帶寬并不大,于是采取隱式計算法,通過對數(shù)-指數(shù)電路的變化,在犧牲帶寬的情況下擴大了輸入的動態(tài)范圍,信號呈線性關(guān)系,成本也更低。對定義公式進行恒等變換,得到變化式為:

Vrms=e(2ln Vi-ln Vrms)。 (6)

絕對值電路是將信號轉(zhuǎn)化到對數(shù)運算的輸入范圍內(nèi),采用兩個單電源運放來實現(xiàn),避免了傳統(tǒng)整流二極管對電路產(chǎn)生的影響[14]。對數(shù)-指數(shù)運算電路采取運放、三極管與二極管等元件構(gòu)成,整體電路圖如圖3所示:

圖3 有效值運算電路

三極管Q2、Q3與運放構(gòu)成輸入信號的對數(shù)電路,根據(jù)PN結(jié)的特性,輸出端電位分析:

其中UT是溫度電壓當量,IS是反向飽和電流。

Q4與運放構(gòu)成輸出信號的反饋對數(shù)電路,在Q1處的電位同理可得:

于是計算指數(shù)電路的輸出端電壓為:

將Vb1和Ve1的公式代入,得到最終表達式為:

1.4 交流采樣法

交流采樣法是利用主控芯片對輸入的交流信號進行快速采樣,實時性強且采樣頻率可以根據(jù)實際情況不斷調(diào)整,同時省去了復雜的電路設(shè)計[15]。電路采集時需要添加直流偏置,交流信號直接傳遞給主控芯片,通過快速傅里葉變換求得聲波信號中的基波以及其他諧波的幅值,進一步求得疊加的交流信號的幅值與有效值。

2 電路仿真與軟件測試

本文的電路優(yōu)勢在于成本低廉的同時測量精準,性價比很高。傳統(tǒng)的峰值檢測等方法,并不適用于混合波形,且誤差較大[14]。而最近熱門的集成芯片,例如AD637,最低售價都要幾十元甚至上百元,與本文設(shè)計的電路方案對比成本太高,同時在人耳可聽頻率范圍內(nèi)使用時,兩者的精度差別微乎其微。此外,本文設(shè)計的電路最多可以測量有效值高達3 V的交流信號,遠遠高于AD637芯片2 V的輸入上限。在測量微弱信號時,AD637的反應時間是以s為單位,遠遠大于本文設(shè)計電路的反應時間。將傳統(tǒng)的平均值法測量與本文設(shè)計電路進行對比,實驗結(jié)果表明本文設(shè)計電路將精度提高了3%左右,誤差小且成本較低。

2.1 輸入聲壓范圍測試

本文設(shè)計的最大輸入聲壓級為100 dB。這里以70 dB聲壓級,20 kHz輸入信號來舉例,如圖4所示:

圖4 3種波形信號

其中V0是咪頭產(chǎn)生的輸入交流信號,V1是經(jīng)過放大濾波后的交流信號,V2是經(jīng)過有效值電路后轉(zhuǎn)化的直流信號。

考慮到有效值電路的輸入信號小于60 mV時誤差波動比較大,因此根據(jù)不同的聲壓級輸入采取不同的放大倍數(shù),當輸入聲壓小于55 dB時,采取二級放大；處于55 dB到75 dB時采取一級放大；當信號高于75 dB時,前置放大直接輸出。測量輸入信號頻率為20 kHz,聲壓級大小為40到85 dB時的電路參數(shù),如表1所示。

表1 不同聲壓級的信號參數(shù)

其中輸入信號是指對應聲壓級情況下,咪頭產(chǎn)生的電壓大小。實際信號是輸出信號除以放大倍數(shù)以后的真實數(shù)值。有效聲壓是實際信號除以咪頭靈敏度得到的數(shù)值。實際分貝是按照分貝計算公式求得的:

其中,P是測量的有效聲壓值；Pref是空氣中參考聲壓的有效值,一般取值為20 μPa。

從表1中可以看到整體的平均誤差在0.3%左右,選擇合適的放大倍數(shù)后在較寬的聲壓級輸入范圍內(nèi)轉(zhuǎn)化的結(jié)果都較為精準。該設(shè)計適合測量整體的環(huán)境分貝大小。同時在同等條件下測量平均值法的信號參數(shù),數(shù)據(jù)如表2所示,可以明顯看到最大誤差的平均值大約在3%,遠遠大于本文設(shè)計電路。

表2 平均值電路的不同聲壓信號參數(shù)

2.2 輸入頻率范圍測試

人耳能聽到的極限頻率范圍為20 Hz到20 kHz之間,而市面上通用的咪頭采集頻率一般是100 Hz到10 kHz。這里設(shè)定聲壓級大小固定為70 dB,測試50 Hz到15 kHz的信號參數(shù),如表3所示。

表3 不同頻率下的信號參數(shù)

從表3中可以看出,不同的頻率范圍電路的適應能力差距明顯,平均誤差在2.5%左右。本文設(shè)計的電路主要針對人耳敏感的頻率范圍500到5 000 Hz,誤差在大約0.3%,對于其他頻率的輸入信號精度有所下降,可以通過更改電路中C8的容值大小來實現(xiàn)對應頻率范圍內(nèi)的精確測量。

平均值電路對放大微弱信號的精確度很低,但測量放大后的信號實際誤差比較小,這里選取最精準的放大信號來作為參考,在同等條件下測試平均值法電路,同時對數(shù)據(jù)進行再平均處理,數(shù)據(jù)參數(shù)如表4所示:

表4 平均值電路的不同頻率信號參數(shù)

從表4中很明顯可以看出,僅僅在2 000 Hz以下時,平均值電路有較好精度。整體電路對輸入信號范圍有嚴格的要求,且采集數(shù)據(jù)需要后續(xù)芯片進行再一步處理。平均值電路針對人耳敏感頻率誤差在1%,且全頻率范圍整體誤差在4%左右,精度遠低于本文設(shè)計電路。

2.3 輸入疊加波形測試

考慮到生活中不會存在穩(wěn)定單一的聲音信號,大多是各種信號疊加輸出,于是通過軟件搭建一個由四個波形疊加而成的輸入信號,觀察它最終的結(jié)果與實際的誤差大小[13]。信號的表達式為:

通過示波器觀察輸入以及輸出信號的波形,如圖5所示。此時只采取了前置放大,將輸出信號除以放大系數(shù),得到有效值在1.304到1.478 V之間波動,求平均得1.391 V與理論值1.393 V基本保持一致。傳統(tǒng)測量方法并不能測得混合波形的有效值,這是本設(shè)計相比于平均值電路的優(yōu)勢所在。

圖5 輸入與輸出信號波形

2.4 交流采樣法測試

交流采樣則通過Matlab建立信號的輸入,當采樣頻率為5 kHz和4 096 Hz時,得到的頻域圖分別如圖6、圖7所示。當采樣頻率為5 kHz時,結(jié)果并沒有提升,反而在500和2 000 Hz處發(fā)生了頻譜泄露。當使用快速傅里葉變換時,采樣頻率需要為被測頻率的2的N次方,此時采樣的精度是最為準確的。最終結(jié)果為1.389 V,在設(shè)置時可以通過添加適當?shù)拇昂瘮?shù)來濾波,或者采用軟件同步、添加補償因子、修正采樣序列等方法進一步提高整個采樣的準確性[16-17]。交流采樣法適用于處理能力強的主控芯片,優(yōu)點在于采樣頻率可以隨時更改,同時可以得到所有信號的輸入頻率與分貝大小,適用于測量多頻率分貝。

3 硬件實物圖

實際測量的部分電路如圖8所示。

圖8 實物測量圖

4 結(jié)束語

本文搭建了一個聲音采集及分貝轉(zhuǎn)化電路,并仿真測試了該電路對于不同聲壓級、不同頻率信號的適應能力。對于不同的聲壓級采取不同的放大倍數(shù),測量結(jié)果表示整體設(shè)計的精確度較高,可以實現(xiàn)人耳可聽范圍內(nèi)的聲音測量及分貝轉(zhuǎn)化。

其中有效值法適用于測量環(huán)境分貝,對主控芯片要求較低。而交流采樣法可以測量多頻率不同信號分貝,適用于處理能力強的芯片,同時需要正確設(shè)置采樣頻率。此外,使用傅里葉變換有利于后續(xù)采用深度學習理論,通過神經(jīng)網(wǎng)絡對聲音信號進行進一步識別與分類[18]。