一種地鐵車輛輔助電源用升壓斬波電路設(shè)計(jì)

王文輝，宋 兵，彭 莎

(1.深圳地鐵運(yùn)營(yíng)集團(tuán)有限公司，廣東 深圳 518400 ；2.中車長(zhǎng)春軌道客車股份有限公司，吉林 長(zhǎng)春130113；3.深圳市英威騰交通技術(shù)有限公司，廣東 深圳 518108 )

隨著我國(guó)軌道交通的快速發(fā)展，輔助電源逐漸朝著高性能、高效率和高功率密度變流器發(fā)展，因此為滿足高頻化要求[1-2]，為地鐵車輛研制了135 kW高頻輔助電源系統(tǒng)，如圖1所示。

圖1 地鐵車輛用135 kW高頻輔助電源系統(tǒng)框圖

將輸入變化的DC 1 000～2 000 V電源通過(guò)直流-直流變換器(DC/DC)單元轉(zhuǎn)化為穩(wěn)定的DC 640 V直流電，然后供后級(jí)逆變單元和充電機(jī)單元變換輸出三相AC 380 V/50 Hz、單相AC 220 V/50 Hz和DC 110 V電源，為地鐵列車交流和直流負(fù)載供電[3-4]。

由于輸入電壓等級(jí)高、變化范圍寬和額定功率大，普通的斬波電路對(duì)開(kāi)關(guān)器件的電壓電流等級(jí)要求高，低頻導(dǎo)致磁性器件質(zhì)量和體積大。因此為最大化提高功率密度和工作頻率，DC/DC單元采用圖2所示的輸入串聯(lián)、輸出并聯(lián)的“升壓變換器+諧振變換器(Boost+LLC)”兩級(jí)結(jié)構(gòu)，其中，Boost電路可滿足寬范圍電壓輸入及穩(wěn)壓，LLC電路實(shí)現(xiàn)調(diào)壓與隔離[5-7]。本文中所述的是一種新型的升壓斬波電路，交錯(cuò)輸入串聯(lián)Boost變換器不僅可大幅減小升壓電感量和電壓電流應(yīng)力，且與后級(jí)LLC配合具有自然均壓的特性。

圖2 基于“Boost+LLC”兩級(jí)結(jié)構(gòu)的DC/DC單元原理圖

1 升壓斬波電路設(shè)計(jì)

1.1 交錯(cuò)輸入串聯(lián)Boost變換器

交錯(cuò)輸入串聯(lián)Boost變換器的原理圖如圖3所示，該拓?fù)溆?個(gè)Boost變換器組合而成，這2個(gè)Boost變換器的電路參數(shù)一致，L1、L2為升壓電感，C1和C2為輸出支撐電容，且令電容值C1=C2=C。開(kāi)關(guān)管V1、V2(V3、V4)并聯(lián),作為Boost變換器開(kāi)關(guān)管可提高帶載能力并減小電流應(yīng)力。本設(shè)計(jì)的升壓斬波電路采用輸入串聯(lián)方式，上下2個(gè)Boost變換器交錯(cuò)串聯(lián)，相位錯(cuò)開(kāi)180°。串聯(lián)后的單個(gè)Boost變換器的輸入額定電壓相當(dāng)于整個(gè)拓?fù)漭斎腚妷旱囊话?，可減小電壓應(yīng)力。

Uin.輸入電壓；UC1.電容C1電壓；UC2.電容C2電壓。圖3 交錯(cuò)輸入串聯(lián)Boost變換器的原理圖

1.2 工作模態(tài)

為便于分析，令L1=L2=L/2(L為系統(tǒng)升壓電感)，UC1=UC2=UC，f為開(kāi)關(guān)頻率，d為占空比。

當(dāng)輸入串聯(lián)的2個(gè)Boost變換器開(kāi)關(guān)管采用交錯(cuò)控制時(shí)，有d<0.5和d≥0.5 2種工況[2]，這2種工況下的工作模態(tài)有所不同，波形圖如圖4所示。

IL.電感電流；UL.電感電壓。圖4 輸入串聯(lián)Boost變換器波形圖

1.2.1 工況1(d<0.5)

d<0.5時(shí)，具有4種工作模態(tài)。

(1) 工作模態(tài)1： V1、V2下管導(dǎo)通，V3、V4下管關(guān)斷(t0～t1)。

V1、V2上管二極管截止，Boost變換器1的輸出電容向負(fù)載放電，V3、V4上管二極管導(dǎo)通，升壓電感儲(chǔ)存能量，Boost變換器2的輸出電容充電，每個(gè)升壓電感上的電壓為(2Uin-UC2)/2，電感電流線性上升，增加量為：

(1)

(2) 工作模態(tài)2：V1、V2下管關(guān)斷、V3、V4下管關(guān)斷(t1～t2)。

V1～V4上管二極管都導(dǎo)通，升壓電感釋放能量，2個(gè)Boost變換器的輸出電容充電，加在每個(gè)升壓電感上的電壓為(2Uin-UC1-UC2)/2，電感電流線性減少，減少量為：

(2)

(3) 工作模態(tài)3：V1、V2下管關(guān)斷、V3、V4下管導(dǎo)通(t2～t3)。

V1、V2上管二極管導(dǎo)通，V2、V3上管二極管截止，升壓電感儲(chǔ)能，Boost變換器1的輸出電容充電，Boost變換器2的輸出電容放電，加在每個(gè)升壓電感上的電壓為(2Uin-UC1)/2，電感電流線性上升，增加量為：

(3)

(4) 工作模態(tài)4：V1、V2下管關(guān)斷，V3、V4下管關(guān)斷(t3～t4)。

同工作模態(tài)2，V1～V4上管的二極管都導(dǎo)通，升壓電感釋放能量，2個(gè)Boost變換器的輸出電容充電，加在每個(gè)升壓電感上的電壓為(2Uin-UC1-UC2)/2，電感電流線性減少，減少量為：

(4)

在電路穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，電感電流的增加量與減少量相等，則：

(5)

可得電壓增益為：

(6)

1.2.2 工況2(d≥0.5)

d≥0.5時(shí)，4種工作模態(tài)與上文所述相同，此處不再贅述。同理可得，d≥0.5時(shí)的電壓增益為：

綜上，可知交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器的輸入、輸出電壓增益在d<0.5和d≥0.5時(shí)均一致。

根據(jù)上述分析，獲得串聯(lián)Boost變換器電感和電容充放電狀態(tài)，如表1和表2所示，表中Boost變換器開(kāi)關(guān)管狀態(tài)“1”表示IGBT導(dǎo)通，“0”表示IGBT關(guān)斷。

表1 串聯(lián)Boost變換器電感和電容充放電狀態(tài)(d<0.5)

表2 串聯(lián)Boost變換器電感和電容充放電狀態(tài)(d≥0.5)

2 變換器特性分析

2.1 電流脈動(dòng)分析

在采用交錯(cuò)控制時(shí)，有d<0.5和d≥0.5 2種工況[8]。

d<0.5時(shí)，將式(6)代入式(1)，由于本系統(tǒng)輸出電壓UC恒定，因此用UC計(jì)算交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器的升壓電感電流脈動(dòng)值，可得：

(7)

d≥0.5時(shí)，將式(6)代入下式，用UC計(jì)算交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器的升壓電感電流脈動(dòng)值為：

(8)

未采用交錯(cuò)控制的普通Boost變換器的升壓電感電流脈動(dòng)值，用UC可表示為：

(9)

d=0.5時(shí)，式(9)的最大值為：

(10)

以式(10)為基準(zhǔn)，d<0.5和d≥0.5時(shí)，交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器的升壓電感電流脈動(dòng)標(biāo)幺值為：

(11)

(12)

綜上，交錯(cuò)輸入串聯(lián)Boost變換器交錯(cuò)控制時(shí)，升壓電感電流脈動(dòng)標(biāo)幺值為：

(13)

而未采用交錯(cuò)控制方式時(shí)Boost變換器升壓電感電流脈動(dòng)標(biāo)幺值為：

(14)

由式(13)和式(14)計(jì)算可得，采用交錯(cuò)控制時(shí)的升壓電感電流脈動(dòng)標(biāo)幺值最大為0.25，是未采用交錯(cuò)控制時(shí)的1/4。也就是說(shuō)，在開(kāi)關(guān)頻率相同情況下，若保持升壓電感電流脈動(dòng)值相同，采用交錯(cuò)控制時(shí)輸入升壓電感量可以減少到原來(lái)的1/4，電感體積和質(zhì)量將大大減小。

2.2 升壓電感分析

交錯(cuò)串聯(lián)的Boost變換器主要技術(shù)參數(shù)見(jiàn)表3。

令2個(gè)升壓電感的電感量均為L(zhǎng)1=L2=L/2。

綜合式(7)和式(8)，交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器的升壓電感電流脈動(dòng)值ΔIL滿足：

(15)

式中：Ts——開(kāi)關(guān)周期，Ts=1/f。

(16)

式中：Po——功率。

由式(15)、式(16)可得升壓電感量表達(dá)式：

(17)

當(dāng)Boost變換器輸出電壓UC恒定時(shí)，由式(17)可作出升壓電感量L與占空比d變化時(shí)的曲線圖，如圖5所示。

圖5 滿足20%脈動(dòng)率的L與d的關(guān)系

由圖5可知，升壓電感值需滿足L≥2.156 mH，即L1=L2=L/2≥1.1 mH，實(shí)際留有一定的裕量，定制電感L1=L2=1.27 mH的電抗器。

2.3 自然均勻特性

由圖2可知，本文中的DC/DC單元由2個(gè)完全一樣的“Boost+LLC”兩級(jí)結(jié)構(gòu)輸入串聯(lián)、輸出并聯(lián)組成。

由于上單元的LLC1和下單元的LLC2輸出并聯(lián)，即：

UC1=UC2

(18)

又由于上單元的Boost1和下單元的Boost2輸入側(cè)串聯(lián)，即輸入電流：

iin1=iin2

(19)

若上下2個(gè)Boost變換器的占空比均為d，則輸出電流為：

io_boost1=(1-d)iin1=(1-d)iin2=io_boost2

(20)

Boost1和Boost2的輸出功率為：

Po_boost1=UC1io_boost1

(21)

Po_boost2=UC2io_boost2

(22)

由式(18)和式(20)可知：

Po_boost1=Po_boost2

(23)

根據(jù)功率守恒可知：

Po_boost1=Uin1iin1

(24)

Po_boost2=Uin2iin2

(25)

式中：Uin1、Uin2——分別為Boost1和Boost2的輸入電壓。

因此，由式(23)～式(25)可得：

Uin1=Uin2

(26)

綜上，2個(gè)模塊實(shí)現(xiàn)了自動(dòng)均壓特性[9-10]。

3 仿真和試驗(yàn)

3.1 Simulink仿真

為驗(yàn)證上述分析和關(guān)鍵參數(shù)計(jì)算的正確性，在Simulink中，搭建輸入串聯(lián)、輸出并聯(lián)的“Boost+LLC”兩級(jí)結(jié)構(gòu)的DC/DC單元仿真電路，主要仿真參數(shù)與表3中一致，每個(gè)升壓電感值為1.27 mH。交錯(cuò)串聯(lián)和非交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器仿真波形見(jiàn)圖6。

由圖6可知，采用交錯(cuò)串聯(lián)時(shí)，升壓電感電流紋波頻率為開(kāi)關(guān)頻率的2倍，紋波值明顯小于非交錯(cuò)串聯(lián)時(shí)的值，符合理論分析。

圖6 交錯(cuò)與非交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器仿真波形

圖7、圖8分別為負(fù)載發(fā)生突變時(shí)的仿真波形和輸入電壓發(fā)生變化時(shí)的仿真波形。由圖7和圖8可知，在負(fù)載發(fā)生突變和輸入電壓發(fā)生變化時(shí)，輸入串聯(lián)Boost變換器輸出的兩路DC 1 100 V電壓在無(wú)均壓控制環(huán)的情況下保持自然均勻特性。

圖7 負(fù)載發(fā)生突變時(shí)的仿真波形

圖8 輸入電壓發(fā)生變化時(shí)的仿真波形

3.2 試驗(yàn)驗(yàn)證

最后在研制的135 kW地鐵高頻輔助電源平臺(tái)進(jìn)行試驗(yàn)驗(yàn)證。圖9為同負(fù)載的交錯(cuò)和非交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器的升壓電感電流試驗(yàn)波形。

圖9 同負(fù)載的交錯(cuò)和非交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器的升壓電感電流試驗(yàn)波形

由圖9可以看出，采用交錯(cuò)控制時(shí)的紋波頻率是非交錯(cuò)的2倍，電流紋波峰值是非交錯(cuò)時(shí)的約1/4，與分析一致。圖10、圖11為負(fù)載發(fā)生突變和輸入電壓發(fā)生變化時(shí)的試驗(yàn)波形。

由圖10和圖11可知，在負(fù)載突投、突切和滿載135 kW網(wǎng)壓突變?cè)囼?yàn)中，交錯(cuò)串聯(lián)Boost變換器輸出的2路DC 1 100 V電壓變化一致，保持自然均壓的特性，與分析及仿真結(jié)果基本一致。

圖10 負(fù)載發(fā)生突變時(shí)的試驗(yàn)波形

圖11 輸入電壓發(fā)生變化時(shí)的試驗(yàn)波形

4 結(jié)束語(yǔ)

本文介紹了一種基于交錯(cuò)控制輸入串聯(lián)Boost變換器的輔助電源設(shè)計(jì)方案，減少了開(kāi)關(guān)管的電壓電流應(yīng)力，減小了磁性器件的體積質(zhì)量，降低了電感電流紋波，有利于實(shí)現(xiàn)輔助電源高頻化、輕量化要求。同時(shí)采用輸入串聯(lián)、輸出并聯(lián)的結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)寬范圍輸入電壓并保證了交錯(cuò)串聯(lián)Boost電路保持自然均壓的特性，最后通過(guò)仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。