高功率密度混合動(dòng)力動(dòng)車組牽引變流器研究

沈來來，陳 杰，況 陽(yáng)，韓 偉，劉志剛

(1.北京交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院, 北京 100044；2.中車長(zhǎng)春軌道客車股份有限公司，吉林 長(zhǎng)春 130113)

在城市軌道交通領(lǐng)域，為回收制動(dòng)能量，或?qū)崿F(xiàn)應(yīng)急牽引，一些線路的地鐵配備了車載能量存儲(chǔ)裝置，在提升了牽引網(wǎng)穩(wěn)定性的同時(shí)也保證了列車的機(jī)動(dòng)能力[1]，但是，該裝置在高速列車上還未展開深入研究。我國(guó)地域廣闊，地形多變，有很多地區(qū)不易架設(shè)接觸網(wǎng)；同時(shí)，高速鐵路相比城市軌道，其接觸網(wǎng)架設(shè)在戶外，容易受大風(fēng)、雨雪等自然現(xiàn)象的影響，造成接觸網(wǎng)故障，不能正常工作，影響列車正常運(yùn)行[2]。因此，具有能量?jī)?chǔ)存裝置的混合動(dòng)力動(dòng)車是應(yīng)對(duì)該類問題的最佳解決方案。

混合動(dòng)力系統(tǒng)的能量?jī)?chǔ)存裝置通常由動(dòng)力電池和雙向DC/DC變流器組成[3]。然而，該能量?jī)?chǔ)存裝置不僅提高了成本，而且降低了牽引變流器整體的功率密度。對(duì)動(dòng)車組而言，雙向DC/DC變流器僅在動(dòng)力電池充放電時(shí)處于工作狀態(tài)，在正常接觸網(wǎng)模式下一般處于閑置狀態(tài)，其利用率較低。高速列車在接觸網(wǎng)供電時(shí)，單相四象限變流器(以下簡(jiǎn)稱4QC)會(huì)產(chǎn)生二次脈動(dòng)功率，一般采用無源LC諧振濾波器實(shí)現(xiàn)無源功率解耦，保證直流母線電壓的穩(wěn)定。但是，該無源LC諧振濾波器體積笨重且占用空間較大，同樣降低了牽引變流器的功率密度[4]。本文基于混合動(dòng)力動(dòng)車組的運(yùn)行工況，提出分時(shí)復(fù)用雙向DC/DC變流器實(shí)現(xiàn)有源功率解耦，以取代傳統(tǒng)高速列車上笨重的無源LC諧振濾波器，進(jìn)而提升牽引變流器的整體功率密度。

選用Buck型雙向DC/DC變流器(以下簡(jiǎn)稱BDC)為動(dòng)力電池充放電，該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，其IGBT 為橋臂式結(jié)構(gòu)，利于變流器系統(tǒng)集成。文獻(xiàn)[5-8]均針對(duì)該變流器展開了有源功率解耦研究。文獻(xiàn)[5]通過檢測(cè)交流側(cè)電壓電流以及系統(tǒng)參數(shù)，計(jì)算得到二次脈動(dòng)功率的幅值和大小，這種控制方式為開環(huán)控制，容易受參數(shù)影響。文獻(xiàn)[6]將BDC應(yīng)用于MMC領(lǐng)域，但涉及的算法復(fù)雜，且BDC僅用于有源功率解耦，其參數(shù)設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，限制條件少。文獻(xiàn)[7]通過計(jì)算，使在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流入至BDC的電流與輸入至直流側(cè)的二次脈動(dòng)電流相等，但是BDC一直工作在斷續(xù)模式，能消除的二次脈動(dòng)功率有限。文獻(xiàn)[8]采用檢測(cè)4QC輸入至直流側(cè)的二次脈動(dòng)電流和直流電壓計(jì)算二次脈動(dòng)功率大小，需要額外電流傳感器，不便于系統(tǒng)改造，且增加了成本。

二次脈動(dòng)功率會(huì)對(duì)電機(jī)造成拍頻現(xiàn)象，導(dǎo)致電機(jī)出現(xiàn)明顯的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。雖然無拍頻控制能夠抑制拍頻現(xiàn)象，但是控制算法復(fù)雜，并且電機(jī)處于動(dòng)態(tài)變化的過程，因此無拍頻控制的抑制效果有限[4,9-10]。這也正是目前大多數(shù)型號(hào)的動(dòng)車仍采用無源LC諧振濾波器的原因。相比較而言，動(dòng)力電池在動(dòng)車停站或者停庫(kù)時(shí)通過接觸網(wǎng)供電充電，此時(shí)電機(jī)靜止，不會(huì)影響牽引性能，且電池充電過程穩(wěn)定，對(duì)控制算法要求不高，通過簡(jiǎn)單的諧振控制就能抑制二次脈動(dòng)對(duì)電池的影響[11]，避免電池在滿功率運(yùn)行時(shí)發(fā)生過熱現(xiàn)象。另外，電池也可以吸收電機(jī)再生制動(dòng)的能量進(jìn)行充電。動(dòng)車組按運(yùn)行圖運(yùn)行，因此針對(duì)具體的運(yùn)行方案，通過制定合理的能量管理策略，能實(shí)時(shí)保持動(dòng)力電池合適的荷電狀態(tài)，滿足動(dòng)車組應(yīng)急牽引以及在非電氣化鐵路段運(yùn)行的要求[12]。

當(dāng)通過接觸網(wǎng)模式充電時(shí)，BDC將不再用于有源功率解耦，因此直流母線會(huì)存在明顯的二次脈動(dòng)電壓。這個(gè)脈動(dòng)電壓將會(huì)對(duì)前端4QC的控制性能產(chǎn)生影響。文獻(xiàn)[13-14]提出采用濾波器使得反饋至控制回路的直流電壓不存在二次分量，由于僅在電壓控制外環(huán)進(jìn)行改進(jìn)且實(shí)際直流電壓二次脈動(dòng)電壓較大，因此即使控制器輸出標(biāo)準(zhǔn)正弦變化的PWM波形，最終調(diào)制得到的實(shí)際PWM電壓波形仍存在明顯的低次諧波分量。另外，牽引網(wǎng)存在明顯的三、五次電壓諧波，也會(huì)導(dǎo)致4QC產(chǎn)生較為明顯的電流諧波[15]。文獻(xiàn)[16]提出采用N次陷波器和重復(fù)控制結(jié)合的方法達(dá)到抑制諧波的目的，但是控制實(shí)現(xiàn)復(fù)雜，較高的開關(guān)頻率意味著帶寬較高，限制了其在大功率低開關(guān)頻率場(chǎng)合的應(yīng)用。

針對(duì)混合動(dòng)力動(dòng)車組的運(yùn)行特點(diǎn)，本文提出分時(shí)復(fù)用BDC，既能實(shí)現(xiàn)動(dòng)力電池充放電，又能取代無源LC諧振濾波器實(shí)現(xiàn)有源功率解耦。分析有源功率解耦原理，并提出利用直流母線電壓計(jì)算二次脈動(dòng)功率，通過雙閉環(huán)控制解耦電容的電壓實(shí)現(xiàn)解耦功能；針對(duì)混合動(dòng)力動(dòng)車組的實(shí)際系統(tǒng)參數(shù)，進(jìn)行解耦電路參數(shù)設(shè)計(jì)并分析分時(shí)復(fù)用的可行性；分析接觸網(wǎng)充電下二次脈動(dòng)電壓及牽引網(wǎng)背景諧波對(duì)4QC的影響，提出基于d-q坐標(biāo)軸下諧波抑制控制策略；通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文控制策略的有效性。

1 有源功率解耦

1.1 解耦原理

圖1為有源功率解耦電路主拓?fù)?，其前端?QC，后級(jí)BDC可以用于實(shí)現(xiàn)在接觸網(wǎng)牽引模式下有源功率解耦功能。

圖1 有源功率解耦電路拓?fù)?/p>

4QC輸入直流側(cè)的功率pin為

pin=Vgsin(100πt)Igsin(100πt-φ)-

( 1 )

式中：Vg和Ig分別為交流側(cè)電源的電壓和電流幅值；φ為電壓和電流的相位角；Lg為交流側(cè)電感；ω為電網(wǎng)頻率。牽引網(wǎng)交流電頻率為50 Hz。

pin包含提供給負(fù)載的直流功率分量Pd和變化頻率為100 Hz的二次脈動(dòng)功率分量p2-ripple。

( 2 )

式( 2 )中

( 3 )

由式( 2 )和式( 3 )可知，該二次脈動(dòng)功率的幅值P2-peak大于直流功率Pd，反映在直流母線產(chǎn)生的二次脈動(dòng)電壓將會(huì)導(dǎo)致牽引電機(jī)出現(xiàn)嚴(yán)重的拍頻現(xiàn)象，不利于動(dòng)車組安全穩(wěn)定運(yùn)行。因此，將針對(duì)混合動(dòng)力動(dòng)車組BDC展開有源功率解耦分析。

假設(shè)流經(jīng)BDC濾波電感Lcs的電流ics為

ics=Icssin(200πt+β)

( 4 )

式中：Ics為ics的幅值。

解耦電容Ccs上的電壓ucs可以表示為

( 5 )

式中：Ucs為解耦電容Ccs的直流偏置。

忽略開關(guān)紋波以及電路損耗，流經(jīng)Lcs和Ccs串聯(lián)支路的功率為

pcs=icsuin=IcsUcssin(200πt+β)+

( 6 )

式中：uin為L(zhǎng)cs和Ccs串聯(lián)支路的電壓。

令pcs中的二次脈動(dòng)功率p2-ripple等于4QC輸入至直流側(cè)的二次脈動(dòng)功率p2-ripple，即

IcsUcssin(200πt+β)=P2-peaksin(200πt+θ)

( 7 )

式( 6 )和式( 7 )表明，BDC能夠?qū)崿F(xiàn)解耦二次脈動(dòng)功率，但會(huì)引入四次脈動(dòng)功率(200 Hz)[17]，引起直流母線產(chǎn)生脈動(dòng)電壓vd，其式為

( 8 )

式中：Ud為母線電壓直流量；Cd為母線電容。

四次脈動(dòng)電壓vd的幅值遠(yuǎn)小于二次脈動(dòng)電壓，且頻率加倍，因此對(duì)負(fù)載的影響較小。同時(shí)，混合動(dòng)力動(dòng)車組電機(jī)運(yùn)行的最高頻率為160 Hz，因此直流側(cè)較小的四次脈動(dòng)電壓分量幾乎不會(huì)對(duì)電機(jī)性能造成影響。由式( 5 )和式( 7 )分析可知，可以通過控制BDC解耦電容Ccs的電壓ucs實(shí)現(xiàn)有源功率解耦。

1.2 控制策略

(1) 解耦電容指令電壓的計(jì)算

對(duì)母線電壓ud進(jìn)行在線滑窗傅里葉分析，由于采樣頻率為2k，因此設(shè)置滑窗大小Nw=20，如圖 2所示。

圖2 在線滑窗傅里葉分析

在N時(shí)刻，直流母線上二次脈動(dòng)電壓的傅里葉級(jí)數(shù)C100(N)可以表示為

|C100(N)|ejθC100(N)

( 9 )

即

(10)

可以實(shí)時(shí)得到直流母線電容Cd上二次脈動(dòng)電壓為

ud100=Ud100sin(200πt+θ100)

(11)

分析式( 9 )可知，本文采取的滑窗傅里葉分析具有計(jì)算量小、存儲(chǔ)量小的特點(diǎn)，且易于編程實(shí)現(xiàn)，能夠隨著程序的運(yùn)行在線滑動(dòng)，進(jìn)行實(shí)時(shí)分析。

母線電容在100 Hz的交流阻抗遠(yuǎn)小于負(fù)載阻抗，因此大部分二次脈動(dòng)功率都在母線電容流動(dòng)引起脈動(dòng)電壓，該部分功率p100可以表示為

p100=200πCdUd100sin(200πt+θ100-0.5π)Ud

(12)

因此，可以計(jì)算更新得到二次脈動(dòng)功率的指令值，即

p100ref=m100p100+p′100ref=

P100refsin(200πt+θ100)

(13)

(14)

具體的計(jì)算框圖如圖 3所示。

圖3 解耦電容指令電壓計(jì)算框圖

(2) 雙閉環(huán)控制

為實(shí)現(xiàn)有源功率解耦，最終目標(biāo)是對(duì)解耦電容Ccs的電壓進(jìn)行控制，因此采用電壓電流PI雙閉環(huán)控制策略，控制框圖如圖 4所示。

圖4 有源功率解耦雙閉環(huán)控制

2 參數(shù)設(shè)計(jì)和可行性分析

2.1 參數(shù)設(shè)計(jì)

分時(shí)復(fù)用BDC的目的是在實(shí)現(xiàn)給電池充放電的同時(shí)，還要實(shí)現(xiàn)有源功率解耦，因此，對(duì)于參數(shù)的設(shè)計(jì)需要滿足以上兩種工作條件。

(1) 濾波電感Lcs

對(duì)于Lcs的設(shè)計(jì)主要是基于電池電流紋波的考慮，因?yàn)榇蟮碾娏骷y波會(huì)導(dǎo)致電池過熱，使電池的額定輸出功率下降。

根據(jù)給定的電池電流紋波要求和混合動(dòng)力動(dòng)車組的其他電氣參數(shù)(表1)[18]，可以計(jì)算得到濾波電感Lcs為

表1 混合動(dòng)力動(dòng)車組相關(guān)參數(shù)

(15)

為保留一定的裕度，選取濾波電感實(shí)際參數(shù)值Lcs為4 mH。

(2) 解耦電容Ccs

文獻(xiàn)[7]分析了在不同給定直流偏置電壓Ucs條件下，解耦電容Ccs的電壓電流波形，并提出如果解耦電容Ccs在一個(gè)功率周期內(nèi)完全充放電(即最大電壓為直流母線電壓Ud，最小電壓為0)，那么電容值將會(huì)比傳統(tǒng)無源方式減小12.5倍?？紤]實(shí)際情況，如果要求電流ics具有較快的變化速率，Lcs和Ccs串聯(lián)支路的電壓值將會(huì)很大，超出BDC能夠調(diào)制得到的最大電壓。因此，為了避免系統(tǒng)超調(diào)進(jìn)入飽和狀態(tài)，有如下限制條件(忽略損耗和開關(guān)紋波)

(16)

式中：mu為BDC上管IGBT的占空比，其取值范圍為0～1.0。

另外，為保證系統(tǒng)安全性以及控制解耦電容Ccs體積過大(電容耐壓越大，體積越大)，加入如下限制

(17)

將表1參數(shù)以及Lcs代入式(16)和式(17)，解耦電容Ccs和偏置電壓Ucs的取值范圍如圖 5所示。根據(jù)式( 8 )，采用不同等級(jí)的顏色表示在不同取值范圍下四次脈動(dòng)功率引起的直流母線脈動(dòng)電壓Vdmax大小。

圖5 解耦電容Ccs和偏置電壓Ucs的取值范圍

圖5中在B點(diǎn)取值可以使母線脈動(dòng)電壓最小，為保留一定的裕度，本文選取參數(shù)為Ccs=1.25 mF，Ucs=1 100 V

2.2 可行性分析

(1) 電氣應(yīng)力分析

混合動(dòng)力動(dòng)車組牽引變流器如圖 6所示，前端為兩個(gè)4QC和兩個(gè)BDC，以擴(kuò)大系統(tǒng)功率等級(jí)，后級(jí)為牽引逆變器用于控制牽引電機(jī)，輔助逆變器通過與母線連接實(shí)現(xiàn)供電。通過對(duì)BDC進(jìn)行改造，并入解耦電容Ccs，即可實(shí)現(xiàn)取代無源二次諧振濾波器。電池可以在動(dòng)車組再生制動(dòng)或者停站、停庫(kù)時(shí)進(jìn)行充電。不同于混合動(dòng)力汽車，混合動(dòng)力動(dòng)車組的運(yùn)行路線和運(yùn)行班次都是能夠提前規(guī)劃的，因此，通過制定簡(jiǎn)單合理的能量管理策略，可以保證動(dòng)車組全線范圍內(nèi)均保持合適的荷電狀態(tài)，以滿足通過無電區(qū)和應(yīng)急牽引的需求。當(dāng)動(dòng)車組在接觸網(wǎng)模式下處于牽引工況時(shí)，接觸器K1斷開，BDC即可工作于有源功率解耦模式，保證動(dòng)車組良好的牽引性能。

圖6 混合動(dòng)力動(dòng)車組牽引變流器

假設(shè)4QC運(yùn)行在單位功率因數(shù)，根據(jù)表1系統(tǒng)參數(shù)和式( 3 )，可以計(jì)算得到解耦電容Ccs上的電流最大值Icsmax為

(18)

解耦電容Ccs上的電流有效值IcsRMS為

(19)

電池在額定工況進(jìn)行充放電模式下，流經(jīng)電池的電流Ibat為

(20)

由式(18)～式(20)可知，解耦工作狀態(tài)下BDC的電流最大值比充放電電流略大，電流有效值小于充放電電流，因此BDC原來為電池充放電選定的IGBT橋臂等器件的電氣應(yīng)力以及相應(yīng)的散熱設(shè)計(jì)均能滿足有源功率解耦模式運(yùn)行的要求。

(2) 無源器件對(duì)比

BDC用到的電流電壓傳感器、濾波電感Lcs以及IGBT功率模塊等原來就用于電池充放電，因此在這里不考慮他們的成本以及體積、質(zhì)量。結(jié)合上文提出的控制策略可知，分時(shí)復(fù)用BDC僅需要在軟件上對(duì)控制策略進(jìn)行調(diào)整，在硬件上加入兩個(gè)體積、質(zhì)量較小且電容值僅為1.25 mF的電容Ccs，不需要增加額外的傳感器，便于系統(tǒng)改造。

將傳統(tǒng)無源LC諧振濾波和有源功率解耦用到的無源器件進(jìn)行對(duì)比，可以得到如圖 7所示的結(jié)果。可以看出，對(duì)比無源LC諧振濾波，采用有源功率解耦策略用到的無源器件的體積、質(zhì)量分別下降為16.5%和17.0%，在提升牽引變流器功率密度的同時(shí)，還能減少設(shè)備投入，降低制造成本。

圖7 無源器件對(duì)比

3 四象限變流器諧波抑制

3.1 諧波分析

因?yàn)闊o源LC諧振濾波器被取代，當(dāng)動(dòng)車組停站或停庫(kù)通過接觸網(wǎng)對(duì)動(dòng)力電池進(jìn)行充電時(shí)，BDC不能進(jìn)行有源功率解耦，此時(shí)直流側(cè)將存在明顯的二次脈動(dòng)電壓。該二次脈動(dòng)電壓不僅使電壓外環(huán)反饋輸入存在二次脈動(dòng)分量，還會(huì)經(jīng)PWM調(diào)制輸出諧波電壓。

通過合理設(shè)置帶阻濾波器(Notch Filter)可以使反饋電壓ud_fb不存在二次脈動(dòng)分量,保證了外環(huán)輸出的電流指令值id_ref為直流量，因此，下面僅分析PWM調(diào)制輸出諧波電壓機(jī)理。

假設(shè)控制器輸出的調(diào)制波vm為

vm=Amsin(100πt+θm)

(21)

式中：Am為vm的幅值；θm為vm的相位。

母線電壓ud為

ud=Ud+ΔUdsin(200πt+θd)

(22)

式中：ΔUd為母線電壓的脈動(dòng)幅值。

4QC輸出電壓uout為兩者乘積(忽略開關(guān)紋波)。

uout=udvm=UdAmsin(100πt+θm)+

A100πsin(100πt+θ100π)+A300πsin(300πt+θ300π)

(23)

式中：A100π和θ100π分別為PWM調(diào)制導(dǎo)致的基波分量的幅值和相位；A300π和θ300π分別為PWM調(diào)制導(dǎo)致的三次諧波分量的幅值和相位。

即二次脈動(dòng)電壓經(jīng)過PWM調(diào)制將導(dǎo)致輸出電壓存在三次諧波分量。另外，在電力牽引網(wǎng)中，諧波成分復(fù)雜，主要是三、五次為代表的低次諧波。二次脈動(dòng)電壓生成的三次諧波與牽引網(wǎng)三、五次背景諧波分量會(huì)使交流電感產(chǎn)生明顯的三、五次諧波電流。將交流電流進(jìn)行PARK變換，三、五次諧波電流分量在d-q坐標(biāo)軸均表現(xiàn)為四次諧波，具體分析參見文獻(xiàn)[15]。

3.2 諧波抑制控制策略

根據(jù)內(nèi)模原理可知，任何一個(gè)能良好抵消外部擾動(dòng)或跟蹤參考輸入信號(hào)的反饋控制系統(tǒng),其反饋回路必須包含一個(gè)與外部輸入信號(hào)相同的動(dòng)力學(xué)模型[19]。

因此，為抑制d-q坐標(biāo)軸電流回路中的四次諧波分量，在原來電流環(huán)PI控制的基礎(chǔ)上，并聯(lián)頻率為200 Hz的諧振控制器，構(gòu)成PIR控制器。本文采用延時(shí)90°的方法構(gòu)造虛擬β軸，再經(jīng)過PARK變換得到交流電壓和交流電流的d、q軸分量，具體的控制框圖如圖8所示。

圖8 4QC諧波抑制控制策略

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文理論，基于混合動(dòng)力動(dòng)車組牽引變流器地面實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，平臺(tái)硬件參數(shù)見表1。圖9 (a)為牽引變流器正面，包括控制單元和接觸器等；圖 9 (b) 為牽引變流器背面，包括各模塊功率單元和二次諧振濾波器電容Cr，BDC濾波電感Lcs及Lr等位于牽引變流器內(nèi)部。Cr、Lr存在笨重、體積大的缺點(diǎn)。這兩個(gè)無源器件降低了牽引變流器的功率密度，不利于動(dòng)車組輕量化運(yùn)行。

圖9 混合動(dòng)力動(dòng)車組牽引變流器

4.1 有源功率解耦

如圖 10所示，在無任何解耦模式下，直流電壓ud存在明顯的二次脈動(dòng)，幅值高達(dá)17.3 V。當(dāng)牽引電機(jī)運(yùn)行到高速區(qū)時(shí)，其工作頻率接近100 Hz，該脈動(dòng)電壓會(huì)導(dǎo)致極其嚴(yán)重的拍頻現(xiàn)象，引起電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和發(fā)熱，影響動(dòng)車組安全穩(wěn)定運(yùn)行。

當(dāng)BDC工作于有源功率解耦時(shí)，直流電壓脈動(dòng)明顯減小，如圖 11所示。圖 11 (a)和圖 11 (b)分別為負(fù)載突降和突增情況下，各實(shí)驗(yàn)波形的動(dòng)態(tài)變化，可以看出，本文采用控制策略動(dòng)穩(wěn)態(tài)性能良好。當(dāng)檢測(cè)到母線電壓ud存在二次脈動(dòng)電壓時(shí)，解耦電容Ccs的指令電壓ucs會(huì)不斷更新，直至完全解耦母線電容Cd全部的二次脈動(dòng)功率，控制效果明顯。圖 11 (c)為同等功率下，加入有源功率解耦后母線電壓ud的傅里葉分解，可以看出母線電容幾乎不再存在二次脈動(dòng)電壓，而四次脈動(dòng)電壓僅由0.5 V上升到了3.5 V，其幅值減小且頻率加劇，不再影響牽引電機(jī)的全速度范圍內(nèi)運(yùn)行。

圖11 有源功率解耦

4.2 四象限變流器諧波抑制

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)能承受最大功率為150 kW，當(dāng)交流電壓為1 273 V時(shí)，交流電流ig的開關(guān)次諧波占主要成分，基波較小不易觀察。因此為了使交流電流ig的基波幅值占主要成分，便于在示波器上觀察，在同等功率下，將交流電壓幅值Vg降低為120 V，母線電壓指令Ud_ref設(shè)為150 V，其余硬件參數(shù)仍同表1。在實(shí)驗(yàn)中，將圖 8控制過程中的變量id和ud_fb均通過控制單元的DA輸出，便于在示波器上觀察。交流電壓ug含有低次諧波分量，其傅里葉分析結(jié)果如圖12所示。

圖12 交流電壓ug傅里葉分析

圖13為僅加入帶阻濾波器前后對(duì)比。由圖 13 (a)可知，加入帶阻濾波后，反饋至控制回路的ud_fb不再存在二次脈動(dòng)。對(duì)比圖 13 (b)和圖 13 (c)可知，加入帶阻濾波后，交流電流ig三次諧波從16.7 A下降為15.6 A，降幅不明顯。這說明經(jīng)電壓外環(huán)控制得到的id_ref雖然不再含有脈動(dòng)分量，但存在二次脈動(dòng)的母線電壓經(jīng)調(diào)制波um脈寬調(diào)制后，仍會(huì)導(dǎo)致明顯的三次諧波電流；同時(shí)，因?yàn)閷?shí)驗(yàn)平臺(tái)供電電壓ug存在較少的三、五次背景諧波，導(dǎo)致交流電流存在相應(yīng)的三、五次諧波電流，以上兩種因素導(dǎo)致電流id存在明顯的四次脈動(dòng)，如圖 13(a)所示。

圖13 帶阻濾波諧波抑制效果

圖14為在對(duì)母線電壓ud進(jìn)行帶阻濾波的基礎(chǔ)上進(jìn)一步加入了諧振控制，由圖 14(a)可以看出，id的四次脈動(dòng)明顯減小。通過對(duì)交流電流ig進(jìn)行傅里葉分析可知，其三次諧波分量由15.6 A下降到了3.7 A，五次諧波分量由1.2 A下降為0.4 A,諧波成分明顯減小。

圖14 帶阻濾波+諧振控制諧波抑制效果

5 結(jié)論

(1) 提出分時(shí)復(fù)用混合動(dòng)力動(dòng)車組的BDC，不僅能夠?qū)崿F(xiàn)為動(dòng)力電池充放電，還能取代無源LC諧振濾波器解耦二次脈動(dòng)功率，達(dá)到提升牽引變流器功率密度的目的。

(2) 分析BDC有源功率解耦原理，對(duì)解耦電路的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，并具體分析分時(shí)復(fù)用的可能性。

(3) 基于BDC拓?fù)?，提出通過檢測(cè)直流母線電壓計(jì)算得到實(shí)際二次脈動(dòng)功率，由此給出解耦電容目標(biāo)電壓指令值，通過電壓電流雙閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)了有源功率解耦，不需要增加傳感器，易于系統(tǒng)改造。

(4) 充電狀態(tài)下直流母線電壓二次脈動(dòng)和牽引網(wǎng)三、五次電壓諧波會(huì)使4QC輸出電流出現(xiàn)諧波分量，表現(xiàn)在d-q坐標(biāo)軸下為四次諧波分量，通過對(duì)直流電壓帶阻濾波并加入諧振控制器，實(shí)現(xiàn)了諧波抑制。