動(dòng)力電池組分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)

申永鵬，葛高瑞，王耀南，孟步敏

（1.鄭州輕工業(yè)大學(xué)電氣信息工程學(xué)院，鄭州 450002；2.湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，長(zhǎng)沙 410082）

動(dòng)力電池組是電動(dòng)汽車(chē)的能量源，也是整車(chē)最重要、最昂貴的部件之一。動(dòng)力電池組常采用多節(jié)單體先并聯(lián)后串聯(lián)的方式以提高容量和輸出電壓[1-2]。由于初始容量、內(nèi)阻、自放電率等單體參數(shù)的差異，以及老化演變規(guī)律的不一致[3]，受串聯(lián)電路基本特性的限制，不同串聯(lián)單體在充放電過(guò)程中剩余電量SOC（state of charge）差異不斷擴(kuò)大[4-5]，整個(gè)動(dòng)力電池組的實(shí)際可用容量將不斷減少，最終導(dǎo)致動(dòng)力電池組循環(huán)使用壽命大幅度降低[6-7]。為消除串聯(lián)單體間SOC 差異對(duì)動(dòng)力電池組實(shí)際可用容量的限制，延長(zhǎng)動(dòng)力電池組的使用壽命，必須對(duì)串聯(lián)單體SOC進(jìn)行均衡管理[8]。

現(xiàn)有的動(dòng)力電池組均衡技術(shù)可分為被動(dòng)均衡和主動(dòng)均衡兩大類(lèi)[9-11]。被動(dòng)均衡技術(shù)的基本思路是采用電阻等耗能原件將SOC 較高串聯(lián)單體中的電荷消耗掉，直至與其它相串聯(lián)單體的SOC 或者參考SOC 一致[12-13]。文獻(xiàn)[14-15]采用電阻分流式均衡方法，采用開(kāi)關(guān)控制單體與電阻回路的導(dǎo)通狀態(tài)，當(dāng)檢測(cè)到單體SOC 不一致時(shí)，通過(guò)選通相應(yīng)的開(kāi)關(guān)進(jìn)行電阻分流。被動(dòng)均衡技術(shù)具有電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、易實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，但存在能量損耗、熱管理困難、均衡時(shí)間長(zhǎng)等問(wèn)題。

主動(dòng)均衡技術(shù)的基本思路是采用電感、電容作為儲(chǔ)能元件，或者直接采用能量轉(zhuǎn)換器將SOC 較高串聯(lián)單體中的電荷轉(zhuǎn)移到SOC 較低的串聯(lián)單體內(nèi)。由于電力電子技術(shù)的發(fā)展，基于能量轉(zhuǎn)換器的均衡方法應(yīng)用最為廣泛，具體而言能量轉(zhuǎn)換器是指用于單體均衡管理的DC/DC 變換器，文獻(xiàn)[16]通過(guò)將隔離DC/DC 變換器的輸入端與單體并聯(lián)、輸出端與低壓輔助負(fù)載并聯(lián)，實(shí)現(xiàn)了對(duì)單體SOC 的均衡管理。該方法無(wú)需單獨(dú)的大功率DC/DC 轉(zhuǎn)換器，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，但是需要與串聯(lián)單體數(shù)量等同的隔離型DC/DC 變換器，成本較高。文獻(xiàn)[17]提出了一種基于Buck-Boost 變換器的均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過(guò)在每個(gè)相鄰的單體上并聯(lián)均衡模塊，采用傳統(tǒng)電荷轉(zhuǎn)移式均衡方法實(shí)現(xiàn)電荷由電壓較高單體至電壓較低單體的轉(zhuǎn)移，電荷轉(zhuǎn)移的過(guò)程實(shí)為單體間充放電過(guò)程，意味著均衡過(guò)程中單體組中某兩節(jié)單體存在循環(huán)充放電現(xiàn)象，過(guò)多的無(wú)效充放電循環(huán)將降低單體的使用壽命，且該方法僅適合相鄰單體間的均衡，并且隨著單體數(shù)目的增多均衡速度不斷減慢。主動(dòng)均衡技術(shù)避免了被動(dòng)均衡技術(shù)中能量損耗、熱管理困難等問(wèn)題，但是電路設(shè)計(jì)較為復(fù)雜，并且均衡過(guò)程中電荷的轉(zhuǎn)移過(guò)程增加了單體充放電次數(shù)，縮短了使用壽命。

針對(duì)現(xiàn)有主動(dòng)均衡方法存在的不足，本文提出了“單體解耦—分散式控制器串聯(lián)”主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過(guò)在放電過(guò)程中實(shí)時(shí)調(diào)整分散式控制器母線電壓調(diào)節(jié)系數(shù)α 及均衡加速系數(shù)β，在保證母線電壓穩(wěn)定的前提下，實(shí)現(xiàn)了單體放電速率與SOC 偏差的線性比例動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。所提出的分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)，可實(shí)現(xiàn)動(dòng)力電池組放電過(guò)程中的在線主動(dòng)均衡，避免了傳統(tǒng)電荷轉(zhuǎn)移式均衡方法存在的無(wú)效充放電循環(huán)，同時(shí)可對(duì)母線電壓任意調(diào)整，可滿足不同負(fù)載的工作電壓需求。

1 系統(tǒng)架構(gòu)

由N 個(gè)串聯(lián)單體組構(gòu)成的分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)如圖1 所示，單體組1～N 均由多節(jié)單體電池以并聯(lián)的方式構(gòu)成。N 個(gè)單體組分別與一個(gè)分散式控制器并聯(lián)，N 個(gè)分散式控制器的輸出端以串聯(lián)的方式連接以產(chǎn)生母線電壓，單體組及分散式控制器的組合稱(chēng)之為智能單體[18]。

圖1 分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Structural block diagram of distributed active balancing control system

系統(tǒng)主電路采用同步4 開(kāi)關(guān)雙向升降壓DC/DC 變換器，通過(guò)改變?nèi)珮螂娐分虚_(kāi)關(guān)管M1、M2、M3、M4導(dǎo)通時(shí)序可實(shí)現(xiàn)多模式工作，包含雙向升壓、雙向降壓、雙向升壓-降壓，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)單體放電速率的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。

為保證輸出電壓以及放電速率的穩(wěn)定性和精度，設(shè)計(jì)了電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制器負(fù)責(zé)輸出端電壓ψ 的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，并將Iset發(fā)送至電流內(nèi)環(huán)控制器，通過(guò)PWM 實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出端電壓和放電電流的精確調(diào)節(jié)[19]。系統(tǒng)控制器負(fù)責(zé)均衡模式的使能、充放電模式的切換以及CAN總線數(shù)據(jù)通訊。

2 均衡管理控制策略

2.1 單體SOC 估算

高精度的單體SOC 估算是實(shí)現(xiàn)單體組均衡管理的前提，綜合考慮算法的實(shí)用性、魯棒性及估算精度，在均衡過(guò)程中通過(guò)檢測(cè)單體電壓、電流參數(shù)，采用OCV（open circuit voltage）—安時(shí)積分法對(duì)鋰電池SOC 實(shí)時(shí)估算。

如圖2 所示為不同溫度條件下，本文所使用的容量為2 600 mA·H 的18650 型LiCoMnNiO2單體電池OCV 與SOC 對(duì)應(yīng)關(guān)系曲線。為了便于初始SOC 計(jì)算的數(shù)字實(shí)現(xiàn)，程序中采用81×41 個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)來(lái)表述溫度、OCV 和SOC 之間的函數(shù)關(guān)系，并采用曲面插值完成初始SOC 估算。完成單體SOC 估算后，根據(jù)式（1）分別對(duì)N 組單體SOC 實(shí)時(shí)估算為

圖2 不同溫度條件下OCV 與SOC 對(duì)應(yīng)關(guān)系Fig.2 OCV versus SOC under different temperature conditions

式中：SOCi0為第i 節(jié)單體初始狀態(tài)SOC，即第i 節(jié)單體初始狀態(tài)剩余電量，0＜SOCi0＜100%；η 為放電效率；I（τ）為電池瞬態(tài)電流，I（t）＞0 表示放電狀態(tài)，I（t）＜0表示充電狀態(tài)；Cn為單體標(biāo)稱(chēng)容量；SOHrt為電池健康狀態(tài)，SOHrt=1 表示實(shí)際容量等于標(biāo)稱(chēng)容量。

2.2 放電速率計(jì)算

所提分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)的基本思路是根據(jù)單體SOC 與平均SOC 偏差，線性動(dòng)態(tài)調(diào)整智能單體輸出電壓，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)單體放電速率的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。由于單體放電速率與SOC 和N 組單體平均SOC 的差值成正比，則t 時(shí)刻單體SOC 與平均SOC間的差值在單體端電壓上線性表征為

式中：UMaxL與UMinL分別為智能單體允許輸出最大電壓與最小電壓；α（t）為母線電壓調(diào)節(jié)系數(shù)。在單體組放電過(guò)程中，單體端電壓逐漸降低，為保證單體組輸出總電壓穩(wěn)定于負(fù)載工作電壓，必須對(duì)N 組智能單體端電壓進(jìn)行升壓操作。α（t）為計(jì)算公式為

式中：UL為母線電壓設(shè)定值為t 時(shí)刻N(yùn) 組智能單體端電壓之和。由ψi及α（t）可得均衡過(guò)程第i 節(jié)智能單體放電電流為

式中：ii（t）為t 時(shí)刻第i 節(jié)單體放電電流；I（t）為母線電流。

式中，η[Ei（t），I（t）]為當(dāng)單體電壓為Ei（t）、母線電流為I（t）時(shí)分散式控制器的平均轉(zhuǎn)換效率。則N 組智能單體t 時(shí)刻輸出電壓分別為

整個(gè)均衡過(guò)程單體輸出電壓處于動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過(guò)程，在t 時(shí)刻，根據(jù)式（2）、式（4）、式（7）可得N 組單體輸出總電壓為

綜上可知，所提分散式均衡控制系統(tǒng)在保證母線電壓恒定的前提下可實(shí)現(xiàn)對(duì)單體組均衡管理。所設(shè)計(jì)的動(dòng)力電池分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)在放電均衡初始狀態(tài)，需依據(jù)負(fù)載額定工作電壓設(shè)置母線電壓UL，以保證智能單體組滿足負(fù)載工作需求。放電均衡過(guò)程中，均衡控制系統(tǒng)首先估算單體初始SOC 狀態(tài)，并根據(jù)對(duì)式（1）對(duì)N 組單體SOCi值實(shí)時(shí)估算，同時(shí)系統(tǒng)控制器實(shí)時(shí)采集N 組單體端電壓，根據(jù)式（4）計(jì)算母線電壓調(diào)節(jié)系數(shù)α（t），以保證整個(gè)放電均衡過(guò)程中母線電壓的恒定。然后系統(tǒng)控制器通過(guò)CAN 總線接收N 組單體SOCi，并計(jì)算單體組平均值SOC，進(jìn)而依據(jù)單體SOCi與（t）間的差異依據(jù)式（3）實(shí)時(shí)計(jì)算均衡加速系數(shù)βi（t）；最后，通過(guò)母線電壓調(diào)節(jié)系數(shù)α（t）對(duì)N 組單體輸出端電壓調(diào)整，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)放電速率的調(diào)節(jié)（式（5）、式（7）），最終實(shí)現(xiàn)單體組的均衡管理。分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)的工作流程如圖3 所示。

圖3 均衡控制流程Fig.3 Flow chart of balancing control

3 試驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 試驗(yàn)裝置

為驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的動(dòng)力電池組分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)的性能，搭建試驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行了均衡試驗(yàn)。試驗(yàn)臺(tái)結(jié)構(gòu)組成和照片分別如圖4 和圖5 所示。

圖4 實(shí)驗(yàn)臺(tái)結(jié)構(gòu)組成Fig.4 Structural composition of experimental platform

圖5 實(shí)驗(yàn)臺(tái)照片F(xiàn)ig.5 Photograph of experimental platform

試驗(yàn)主要參數(shù)見(jiàn)表1。試驗(yàn)采用由8 個(gè)智能單體構(gòu)成的動(dòng)力電池組，單體主要參數(shù)見(jiàn)表2。

表1 試驗(yàn)臺(tái)架參數(shù)Tab.1 Parameters of experimental platform

表2 智能單體參數(shù)Tab.2 Parameters of smart cell

3.2 恒阻模式放電均衡試驗(yàn)

為測(cè)試分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)在恒阻模式放電工作情況下的均衡效果，根據(jù)5 個(gè)步驟開(kāi)展試驗(yàn)：①對(duì)8 節(jié)單體分別充電至不同的SOC；②設(shè)置可編程電子負(fù)載電阻參數(shù)為40 ；③設(shè)置母線電壓為40 V；④啟用電子負(fù)載數(shù)據(jù)保存模式，用于記錄均衡過(guò)程中母線電壓、電流、功率數(shù)據(jù)。將USBCAN 連接智能單體與電腦，記錄單體電壓、單體輸出端電壓數(shù)據(jù)；⑤開(kāi)啟加載，進(jìn)行均衡試驗(yàn)。

圖6 為恒阻模式下8 組單體電壓曲線，整個(gè)均衡過(guò)程共持續(xù)8 145 s，均衡末期單體極差由均衡初期的330 mV 降至30 mV，單體間SOC 的一致性得到明顯改善。

圖6 恒阻放電過(guò)程中8 組單體端電壓Fig.6 Terminal voltage of 8 cells during constantresistance discharging process

圖7 為恒阻模式放電均衡試驗(yàn)過(guò)程中母線電壓及單體端電壓的標(biāo)準(zhǔn)差變化曲線。可見(jiàn)，均衡過(guò)程中母線電壓與設(shè)定值最大偏差為±0.3 V，表明所設(shè)計(jì)的分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)在均衡過(guò)程中可維持母線電壓的穩(wěn)定；標(biāo)準(zhǔn)差由均衡初期0.112 5降至末期的0.008 6，表明8 組單體SOC 的一致性得到明顯改善。

圖7 恒阻放電過(guò)程母線電壓及8 組單體端電壓標(biāo)準(zhǔn)差Fig.7 Bus voltage and STD of terminal voltages of 8 cells during constant resistance discharging process

3.3 HWFET 工況試驗(yàn)

為驗(yàn)證分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)在動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)的均衡效果，開(kāi)展了動(dòng)態(tài)模擬試驗(yàn)，具體試驗(yàn)流程為：①對(duì)8 節(jié)單體分別充電至不同的SOC；②設(shè)置母線電壓為40 V；③根據(jù)圖8 所示電池負(fù)載功率曲線設(shè)置電子負(fù)載的加載功率；④啟用電子負(fù)載數(shù)據(jù)保存模式，用于記錄均衡過(guò)程中母線電壓、電流、功率數(shù)據(jù)，將USB-CAN 連接智能單體與電腦，用于記錄單體電壓、單體輸出端電壓數(shù)據(jù)；⑤開(kāi)啟加載，進(jìn)行均衡試驗(yàn)。

試驗(yàn)過(guò)程中HWFET 工況下車(chē)速曲線和動(dòng)力電池負(fù)載功率曲線由Advisor 車(chē)輛動(dòng)力學(xué)仿真軟件輸出，圖8 為HWFET 工況下車(chē)速及動(dòng)力電池負(fù)載曲線Pe[20]。此外，為了匹配所開(kāi)發(fā)的智能單體組的最大輸出功率，實(shí)際加載功率為Pe/200。圖9 為模擬HWFET 工況試驗(yàn)過(guò)程中，智能單體組實(shí)際輸出電流及功率變化曲線，單個(gè)HWFET 工況共766步，每步時(shí)長(zhǎng)1 s。均衡過(guò)程共持續(xù)8 098 s，HWFET工況循環(huán)執(zhí)行了11 次。圖10 為模擬HWFET 工況試驗(yàn)過(guò)程中8 節(jié)單體端電壓曲線，可見(jiàn)，端電壓極差由均衡初期的300 mV 降至均衡末期的40 mV，這表明了單體間SOC 的一致性得到了改善。

圖8 HWFET 工況車(chē)速及其電池負(fù)載功率曲線Fig.8 Speed and power profiles of battery load during HWFET driving cycle

圖9 模擬HWFET 工況下功率及電流曲線Fig.9 Power and current curves during simulated HWFET driving cycle

圖10 模擬HWFET 工況實(shí)驗(yàn)過(guò)程中8 組單體端電壓Fig.10 Terminal voltage of 8 cells during simulated HWFET driving cycle

圖11 為模擬HWFET 工況試驗(yàn)過(guò)程中直流母線電壓及8 組單體端電壓的標(biāo)準(zhǔn)差曲線。可見(jiàn)，均衡過(guò)程中母線電壓實(shí)際值與設(shè)定值最大偏差為±0.5 V，與恒定負(fù)載放電模式相比略有增加，但是相比單體直接串聯(lián)時(shí)由內(nèi)阻造成的電壓波動(dòng)仍有較大改善；8 組單體端電壓標(biāo)準(zhǔn)差由均衡初期的0.101 降至均衡末期的0.009，表明8 組單體電壓分散度越來(lái)越集中，有效地降低了單體SOC 的不一致性。

圖11 HWFET 工況母線電壓及8 組單體端電壓標(biāo)準(zhǔn)差Fig.11 Bus voltage and STD of terminal voltage of 8 cells during HWFET driving cycle

4 結(jié)論

針對(duì)動(dòng)力電池組主動(dòng)均衡問(wèn)題，提出了“單體解耦-分散式控制器串聯(lián)”主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并通過(guò)在放電過(guò)程中實(shí)時(shí)調(diào)整分散式控制器母線電壓調(diào)節(jié)系數(shù)α 及均衡加速系數(shù)β，實(shí)現(xiàn)了單體放電速率與SOC 偏差的線性比例動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。恒阻模式以及模擬HWFET 工況下的試驗(yàn)結(jié)果表明，所提分散式主動(dòng)均衡控制系統(tǒng)特性主要體現(xiàn)在以下方面：

（1）有效解決了傳統(tǒng)主動(dòng)均衡方法存在的無(wú)效充放電循環(huán)問(wèn)題，避免了被動(dòng)均衡過(guò)程能量損耗及熱管理困難問(wèn)題。

（2）均衡過(guò)程可維持母線電壓穩(wěn)定，并可實(shí)現(xiàn)母線電壓的動(dòng)態(tài)調(diào)整，以滿足不同負(fù)載額定工作電壓需求。

（3）實(shí)現(xiàn)了在線主動(dòng)均衡，兩種測(cè)試模式下，單體端電壓的標(biāo)準(zhǔn)差分別由0.112 5 降至0.008 6 以及由0.101 降至0.009。