交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器的高輕載效率控制方法

楊玉崗，李 恒，孫曉鈺

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島 125105）

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，高頻、高功率密度已成為開關(guān)電源的必然發(fā)展趨勢。LLC 諧振變換器因其良好的自然軟開關(guān)特性，具有較高的工作效率和功率密度，被廣泛應(yīng)用于新能源發(fā)電、電動汽車和通訊電源等領(lǐng)域[1-3]。為了提高LLC 諧振變換器的容量，改善穩(wěn)態(tài)時的工作特性，交錯并聯(lián)技術(shù)被應(yīng)用到LLC 諧振變換器中[4-5]，但隨著變換器相數(shù)的增加，較多的元器件增加了變換器的開關(guān)損耗，導(dǎo)致變換器輕載工作效率較低，難以兼顧擴(kuò)容和高輕載效率的問題。

目前實現(xiàn)LLC 諧振變換器的效率優(yōu)化，主要有兩個方向：①文獻(xiàn)[6]提出的變換器參數(shù)設(shè)計的優(yōu)化方案，通過優(yōu)化的參數(shù)改善變換器的工作狀態(tài)，能夠提高變換器在輕載甚至在全負(fù)載范圍內(nèi)的工作效率，但沒有對變換器的輕載效率提升做出針對性的研究，變換器的輕載效率提升仍然具有較大的研究空間；②文獻(xiàn)[7-8]提出的多相交錯并聯(lián)和通道控制方案，根據(jù)負(fù)載大小控制投入運(yùn)行的變換器的通道數(shù)，拓寬了變換器的高效率運(yùn)行區(qū)間，但當(dāng)變換器的運(yùn)行通道數(shù)減至單相時，未對變換器的輕載效率做出進(jìn)一步的優(yōu)化研究，也沒有給出具體的控制方案。

針對以上情況，本文以交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器為研究對象，提出了一種變頻控制+移相控制+相屏蔽控制的控制策略，給出了以數(shù)字信號處理器DSP 為核心的控制策略實現(xiàn)方法，根據(jù)變換器的負(fù)載大小切換不同的控制模式，切實提高變換器的輕載工作效率，通過對比實驗，驗證了所提控制策略的有效性。

1 交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器

1.1 交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器工作原理

本文所研究的交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，為保證變換器正、反向工作時工作特性保持一致，兩相LLC 諧振變換器均采用CLLLC 型諧振結(jié)構(gòu)，LLC1 和LLC2 分別表示兩相LLC 諧振變換器。本文采用相間諧振電感反向耦合的方式來實現(xiàn)兩相變換器的自動均流。圖1 中：Lr1、Lr2和Cr1、Cr2分別為兩相變換器的低壓側(cè)諧振電感和諧振電容，兩諧振電感進(jìn)行反向耦合；Lr3、Lr4和Cr3、Cr4分別為兩相變換器的高壓側(cè)諧振電感和諧振電容，兩諧振電感也進(jìn)行反向耦合；Lm1和Lm2分別為兩相變換器低壓側(cè)和高壓側(cè)勵磁電感；n 為變壓器變比。為了滿足諧振電感反向耦合的需要，兩相LLC 諧振變換器開關(guān)管的導(dǎo)通角交錯180°。

圖1 交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of interleaved magnetic integrated bidirectional LLC resonant converter

在LLC 諧振變換器中，存在2 個諧振頻率：串聯(lián)諧振頻率fr和串并聯(lián)諧振頻率fm。設(shè)定變換器的工作頻率為fs，為了同時實現(xiàn)LLC 諧振變換器一次側(cè)的ZVS 和二次側(cè)的ZCS，變換器的開關(guān)頻率需要滿足。在這一頻率區(qū)間范圍內(nèi)，兩相LLC 諧振變換器交錯角度為180°時，主要工作波形如圖2 所示，一個工作周期內(nèi)，共有8 個工作模態(tài)。觀察兩相變換器的諧振電感和勵磁電感電流波形，可見，在任一時刻，兩相變換器的諧振電感電流均大小相等，方向相反，滿足相間諧振電感反向耦合的需要。

圖2 fm ＜fs ＜fr 時的工作波形Fig.2 Operating waveforms when fm ＜fs ＜fr

1.2 磁集成均流原理

本文采用兩相LLC 諧振變換器相間諧振電感的反向耦合實現(xiàn)兩相變換器的自動均流。為了避免傳統(tǒng)磁芯結(jié)構(gòu)耦合系數(shù)低，磁壓分布不均勻，磁芯磁路不規(guī)則等問題[10]，給出了EIE 型耦合電感的磁路結(jié)構(gòu)，如圖3 所示。該磁芯結(jié)構(gòu)對稱，耦合系數(shù)較高，便于磁路模型的建立與分析[11]。兩個諧振電感均繞在磁芯中柱上，N1、N2分別為兩相諧振電感的線圈，大小相等為流入耦合電感的兩相諧振電流，兩相諧振電流以相反的方向流入耦合電感，磁芯中柱兩側(cè)氣隙對稱，通過調(diào)節(jié)氣隙大小，得到所需的諧振電感。

圖3 EIE 型耦合電感磁路結(jié)構(gòu)Fig.3 Magnetic circuit structure of“EIE”shaped coupling inductors

在理想情況下，兩相LLC 諧振變換器參數(shù)完全一致，流入耦合電感的諧振電流在任一時刻大小相等，方向相反，兩耦合電感在磁芯磁路中產(chǎn)生相互抵消的磁通，磁路中總磁通為0。當(dāng)兩相變換器參數(shù)存在偏差時，會造成流入耦合電感的兩相電流發(fā)生變化。假設(shè)此時諧振電流突然增大，＞，根據(jù)楞次定律和電磁感應(yīng)定律，電流將在磁芯中產(chǎn)生感應(yīng)磁通，在上下兩個線圈內(nèi)分別產(chǎn)生感應(yīng)電動勢E1和E2，在反向電動勢E1的作用下，將不斷降低，同時在E2的作用下，不斷增大，直到兩相諧振電流重新滿足。

2 變換器工作特性

為了制定合理的控制方案，首先對變換器的工作特性進(jìn)行分析。根據(jù)變換器的運(yùn)行方式分析變換器在變頻控制和移相控制下的輸出電壓增益特性。

2.1 變頻控制

雙向LLC 諧振變換器工作在變頻模式下時，為實現(xiàn)變換器的高效率，往往使其工作在諧振頻率點附近，因此可用基頻分量法對變換器的工作特性進(jìn)行分析[12]。不同于傳統(tǒng)交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器中兩相LLC 變換器的獨(dú)立工作，交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器中，由于耦合電感的存在，兩相變換器工作時會相互產(chǎn)生影響，這點在進(jìn)行變換器的工作特性分析時需要加以考慮。

圖1 中，在理想情況下，同相LLC 諧振變換器變壓器兩側(cè)的諧振參數(shù)具有對稱性，即Lr1=Lr3n2，Cr1=Cr3/n2，將二次側(cè)的參數(shù)折算到原邊側(cè)，可得到等效電路，如圖4 所示。

圖4 等效電路Fig.4 Equivalent circuit

兩相變換器交錯180°運(yùn)行，使并聯(lián)的輸入端電壓始終相反，諧振電感反向耦合。設(shè)兩相諧振電感的耦合系數(shù)為k，則k 為負(fù)數(shù)，-1≤k＜0，可得到耦合電感的互感M 為

式中：UAB、Uo分別為輸入、輸出電壓；Req為等效電阻，Req=8n2RL/n2；ωs為工 作角 頻率；Lr、Cr分別為 諧振電感和電容。

化簡式（2）得

式中：h 為勵磁電感與諧振電感的比值，h=Lm/（Lr-M）；fn為開關(guān)頻率與諧振頻率比值，即歸一化頻率，fn=fs/fr；Q 為品質(zhì)因數(shù)，。

為了獲取有效的耦合系數(shù)，利用Saber 軟件，結(jié)合具體的實驗參數(shù)，通過仿真的方法取得最佳均流效果的耦合系數(shù)k=-0.4[11]。保持h、Q 不變，分別取耦合系數(shù)k=0 和k=-0.4，用Matlab 軟件分別繪制出變換器電壓增益與歸一化頻率的關(guān)系曲線，如圖5 所示?？梢?，帶耦合電感的雙向LLC 諧振變換器的電壓增益特性與傳統(tǒng)無耦合作用的交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器相同，并且在同一開關(guān)頻率下，具有更大的電壓增益，為同時實現(xiàn)變化器的ZVS 和ZC，設(shè)計變換器工作在區(qū)域2 內(nèi)，在這段區(qū)域內(nèi)，變換器的電壓增益隨開關(guān)頻率的增加單調(diào)遞減，頻率越大，增益曲線越平穩(wěn)，在諧振頻率點處取得最小增益1，變換器處于升壓模式。

圖5 歸一化頻率與電壓增益關(guān)系曲線Fig.5 Curves of relationship between normalized frequency and voltage gain

2.2 移相控制

在本文所提控制方法下，變換器的移相控制僅使用在深度輕載工況下，此時通過相屏蔽控制，耦合電感中僅一相電感參與工作，不再考慮諧振電感間的耦合影響，變換器的工作特性與傳統(tǒng)LLC 諧振變換器一致。利用時域分析法[13]，得到單相LLC 諧振變換器的占空比與電壓增益的關(guān)系曲線，如圖6 所示。

圖6 占空比與電壓增益關(guān)系曲線Fig.6 Curve of relationship between duty cycle and voltage gain

此時變換器工作在諧振頻率點即歸一化頻率fn為1 處，由圖6 可見，電壓增益隨占空比的增加單調(diào)遞增，當(dāng)占空比為1 時最大增益為1，在此工作范圍內(nèi)處于降壓模式，與圖5 中交錯并聯(lián)磁集成LLC 諧振變換器的電壓增益曲線形成增益互補(bǔ)。因此，變換器能適用于全負(fù)載范圍內(nèi)的增益變化。

3 移相+變頻+相屏蔽控制的控制方法

傳統(tǒng)的變頻控制和移相控制各有優(yōu)缺點，為了滿足變換器的增益變化需要，并有效提升變換器的輕載工作效率，本文提出了一種移相控制+變頻控制+相屏蔽控制的控制方法。當(dāng)變換器處于半載及以上負(fù)載時，采用傳統(tǒng)變頻控制，兩相變換器交錯180°運(yùn)行；當(dāng)變換器處于輕載（小于50%滿載）運(yùn)行時，采用相屏蔽控制和變頻控制；變換器處于深度輕載（這里定義為變換器所需增益小于1 時）運(yùn)行時，采用相屏蔽控制和移相控制。

3.1 控制模式切換原理

在所提多模式控制方法下，隨著變換器負(fù)載的不斷變化，變換器的控制模式也頻繁切換。為了避免變換器在控制模式切換的臨界點處進(jìn)行反復(fù)切換動作，影響變換器的穩(wěn)定運(yùn)行，需要對變換器控制模式的切換過程進(jìn)行過渡處理。

對于變頻模式下相屏蔽切相控制的過渡處理，以50%滿載作為切換臨界點，滯環(huán)控制原理如圖7所示。設(shè)滿載電流為Io，以0.45 Io～0.55 Io為滯環(huán)區(qū)間，負(fù)載電流大于0.55 Io時由相屏蔽單相運(yùn)行切換為雙相運(yùn)行；負(fù)載電流小于0.45 Io時進(jìn)行相屏蔽控制，僅單相變換器運(yùn)行。

圖7 相屏蔽控制過渡原理Fig.7 Transition principle of phase shielding control

輕載工況下，變換器在變頻控制和移相控制模式間切換，實際表現(xiàn)為變換器的電壓增益變化。由上文變換器的工作特性分析可得，在變頻控制和移相控制下，變換器的電壓增益形成互補(bǔ)，變頻控制和移相控制的切換原理如圖8 所示。當(dāng)變換器處于升壓模式時，所需增益大于1，采用變頻控制，變換器工作頻率小于諧振頻率，隨變換器負(fù)載的減小，輸出頻率不斷增加；當(dāng)輸出頻率大于變換器的諧振頻率，即所需增益小于1 時，采用定頻移相控制，輸出頻率固定為諧振頻率。LLC 諧振變換器的輸出增益變化，可看作工作頻率的變化，因此，僅通過對變換器工作頻率的判斷處理即可實現(xiàn)變頻控制和移相控制的平滑切換。

圖8 變頻、移相控制切換原理Fig.8 Switching principle of variable frequency and phase shift control

3.2 控制方法實現(xiàn)流程

結(jié)合提出的控制方法，要實現(xiàn)變換器在多控制模式下的精確平穩(wěn)切換，需要對變換器的工作狀態(tài)進(jìn)行精確地實時監(jiān)測。本文設(shè)計了以數(shù)字信號處理器DSP（digital signal processing）DSP28335 為核心的控制模塊，結(jié)合變換器輸出側(cè)的電壓、電流檢測電路，對變換器的工作狀態(tài)進(jìn)行實時反饋，采樣信號輸入至DSP，經(jīng)過程序計算，進(jìn)行控制策略的決斷和輸出調(diào)整。

圖9 給出了變換器的控制流程，為了實現(xiàn)各控制功能的有序執(zhí)行，在DSP 的定時器中斷中完成控制子程序的運(yùn)行。初始化程序為兩相變換器交錯并聯(lián)運(yùn)行，采用變頻控制維持電壓穩(wěn)定。當(dāng)定時器中斷到來，首先對變換器的輸出電壓、電流進(jìn)行檢測，當(dāng)負(fù)載電流小于相屏蔽控制的切相電流時，進(jìn)行相屏蔽控制，僅投入一相變換器運(yùn)行。同時根據(jù)采集的輸出電壓，對輸出電壓進(jìn)行PID 閉環(huán)控制，得到當(dāng)前的變換器輸出頻率，再將得到的輸出頻率與變換器的諧振頻率進(jìn)行比較。如果輸出頻率大于諧振頻率，變換器切換為移相控制，通過調(diào)整變換器兩橋臂間的移相角，維持輸出電壓穩(wěn)定；否則變換器仍然采用變頻控制，直到下一個中斷周期到來，如此循環(huán)。

圖9 控制流程Fig.9 Flow chart of control

4 實驗分析

為驗證所提控制方法的正確性和有效性，制作了一臺輸出功率1 000 W、電壓48 V/400 V 的實驗樣機(jī)，如圖10 所示。樣機(jī)系統(tǒng)的主要指標(biāo)和參數(shù)如表1 所示。

表1 主要實驗參數(shù)Tab.1 Principal experimental parameters

圖10 樣機(jī)實驗系統(tǒng)Fig.10 Experimental system of prototype

圖11 和圖12 分別給出了變換器在正向升壓和反向降壓模式下的滿載實驗波形，此時兩相變換器交錯180°運(yùn)行，通過變頻控制調(diào)整輸出電壓?？梢钥闯觯谡?、反向工作模式下，變換器都能實現(xiàn)原邊開關(guān)管的ZVS 工作，兩相諧振電流波形基本一致，兩相變換器具有良好的均流效果。

圖11 正向滿載實驗波形（變頻控制）Fig.11 Waveforms in forward experiment at full load（under variable frequency control）

圖12 反向滿載實驗波形（變頻控制）Fig.12 Waveforms in reverse experiment at full load（under variable frequency control）

通過實驗測試，在升壓和降壓模式下，當(dāng)負(fù)載電流分別減小到0.4 A（16%滿載）和3 A（14%滿載）左右時，變換器在DSP 控制下由變頻控制自動切換為定頻移相控制模式，在該控制模式下，分別得到正、反向工作的深度輕載（5%滿載）實驗波形，如圖13 和圖14 所示，通過開關(guān)管的ZVS 波形可以看出，在深度輕載工作時采用定頻移相控制仍然可以實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS，且變換器諧振槽端口電壓VAB波形和諧振電感電流波形良好，變換器工作正常。

圖13 正向輕載（5%滿載）實驗波形（移相控制）Fig.13 Waveforms in forward experiment at 5% full load（under phase shift control）

圖14 反向輕載（5%滿載）實驗波形（移相控制）Fig.14 Waveforms in reverse experiment at 5% full load（under phase shift control）

根據(jù)實驗數(shù)據(jù)，分別繪制出變換器在升壓、降壓模式下的工作效率對比曲線，如圖15 所示。在正向升壓模式下，采用新型控制方法的變換器最高效率達(dá)到94%，比傳統(tǒng)控制方法的最高效率提升約1%，在整個輕載工作范圍內(nèi)，變換器效率均有明顯提升；負(fù)載電流為0.1 A（5%滿載）時，效率提升約7.2%。在降壓模式下，采用新型控制方法的變換器最高效率為92.4%，比傳統(tǒng)控制方法的最高效率提升約0.8%；負(fù)載電流為1 A（5%滿載）時，效率提升約9.7%，輕載效率提升明顯。綜上可得，采用新型的控制方法，可以明顯提高變換器的輕載工作效率，并拓寬變換器的高效率運(yùn)行區(qū)間。

圖15 效率對比曲線Fig.15 Curves of efficiency comparison

通過實驗測試，采用所提控制方法的變換器在正、反向工作模式下的開關(guān)頻率均在79～100 kHz 之間，有效縮短了變換器的工作頻率區(qū)間，有利于磁性元件的設(shè)計。

5 結(jié)語

本文針對傳統(tǒng)交錯并聯(lián)LLC 諧振變換器輕載效率低的問題，以交錯并聯(lián)磁集成雙向LLC 諧振變換器為研究對象，提出了一種移相+變頻+相屏蔽控制的新型控制策略，并以數(shù)字信號處理器DSP為控制核心，給出了具體的控制策略實現(xiàn)方法。最后，制作出了實驗樣機(jī)，通過實驗表明，該控制方法維持了傳統(tǒng)LLC 諧振變換器的自然軟開關(guān)特性；拓寬了變換器在全負(fù)載范圍內(nèi)的高效率運(yùn)行區(qū)間，尤其提升了變換器的輕載效率；縮短了變換器的開關(guān)頻率范圍，有利于磁性元件的設(shè)計。