微波磁控管電源的仿真設(shè)計(jì)*

王 穎 ， 李金懋 ， 張 妍 ， 王艷玲 ， 黃 睿

（黑龍江工業(yè)學(xué)院黑龍江省等離子體生物質(zhì)材料研發(fā)與檢測(cè)省級(jí)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，黑龍江 雞西 158100）

產(chǎn)生低溫等離子體的方法有很多，常見的方法有直流輝光放電、射頻放電、微波放電和介質(zhì)阻擋放電等。相比其他的放電技術(shù)，微波放電具有無電極、高效率、低能耗、工藝靈活等一系列優(yōu)點(diǎn)。微波能一般是利用特殊器件，將直流或交流電能轉(zhuǎn)換過來，通常采用磁控管、行波管等器件產(chǎn)生大功率微波能量。磁控管是一種用來產(chǎn)生微波能的電真空器件，主要是由殼體、電源引出線、磁鐵、陽(yáng)極、微波能量輸出器等幾部分組成。陽(yáng)極作為磁控管的主要組成之一，對(duì)磁控管的工作狀態(tài)有很大影響，它與陰極一起構(gòu)成電子與高頻電磁場(chǎng)相互作用的空間。當(dāng)陽(yáng)極電壓發(fā)生微小波動(dòng)時(shí)，輸出的微波功率將會(huì)發(fā)生急劇變化。因此，磁控管電源的主要任務(wù)是為磁控管陽(yáng)極提供穩(wěn)定的直流高壓，通常要求在4 kV及以上[1-2]。

1 系統(tǒng)工作原理

磁控管陽(yáng)極高壓電源的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 磁控管陽(yáng)極高壓電源基本結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)工作過程如下：380 V、50 Hz的三相交流電經(jīng)過整流和濾波電路后，得到530 V左右的脈動(dòng)的直流電壓，然后通過由PI控制的ZVZSC移相全橋軟開關(guān)后，得到400 V的穩(wěn)定直流信號(hào)，然后接入Boost升壓電路，得到4 kV、1 A的直流電壓，輸送給負(fù)載。另外，為了進(jìn)一步穩(wěn)定輸出電壓，Boost升壓電路采用PI控制實(shí)現(xiàn)。

2 移相ZVZCS-PWM控制電路

在開關(guān)電源中，產(chǎn)生PWM的電路結(jié)構(gòu)一般包括反激式變換器、正激式雙晶體管變換器、推挽式變換器、全橋變換電路等，每種變換器或電路都具有各自不同的優(yōu)缺點(diǎn)，在開關(guān)電源選用時(shí)要根據(jù)具體情況選擇合適的PWM的控制模式。另外，PWM的控制模式也有很多種類，在選擇反饋方式時(shí)，需要結(jié)合開關(guān)電源的輸入輸出電壓要求、主電路拓?fù)浼捌骷x擇、輸出電壓的高頻噪聲大小、占空比變化范圍等進(jìn)行綜合考慮。

因此，為了減小設(shè)備體積和重量，降低功率管電壓、電流的損耗，提高開關(guān)頻率和輸出功率，設(shè)計(jì)采用移相ZVZCS-PWM控制。通常PWM變換器是通過改變驅(qū)動(dòng)信號(hào)的脈沖寬度來調(diào)節(jié)輸出電壓的，屬于硬開關(guān)，在功率管開斷時(shí)存在較大的損耗。而采用ZVZCS-PWM控制方式，輸出電壓可通過改變兩臂對(duì)角線上下管驅(qū)動(dòng)電壓移相角的大小來進(jìn)行調(diào)節(jié)，同時(shí)利用變壓器漏感以及功率管的結(jié)電容和寄生電容來完成諧振過程，實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，再利用反向電流阻斷二極管，用以實(shí)現(xiàn)零電流開關(guān)，降低電源輸出的紋波，減少開關(guān)損耗與干擾，提高電路效率[3-5]。

移相ZVZCS電路原理圖如圖2所示。其中，二極管D1、D2為高速開關(guān)，反向并聯(lián)在開關(guān)管Q1和Q2的兩端，電容C1、C2為諧振電感，包括開關(guān)功率管輸出結(jié)電容和外接吸收電容主要用來幫助實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)功能。二極管D3、D4起反向電流阻斷的作用，用于實(shí)現(xiàn)滯后臂Q3、Q4的零電流開關(guān)。Cb為阻斷電容，Lr為變壓器漏感，T采用高頻變壓器，副邊接入由D5~D8二極管組成的高頻整流電路，C3為濾波電路。

圖2 移相ZVZCS電路原理圖

零電壓開關(guān)實(shí)現(xiàn)過程：以開關(guān)管Q1、Q4同時(shí)導(dǎo)通為例，在Q1關(guān)斷時(shí)，Q4需經(jīng)過一定的時(shí)間后才能關(guān)斷。在Q1關(guān)斷之前，由于其導(dǎo)通狀態(tài)，并聯(lián)電容C1兩端的電壓即為Q1的導(dǎo)通壓降，一般約等于0，而當(dāng)Q1關(guān)斷的時(shí)候，C1則開始充電，但由于其兩端電壓不能突變，即實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。另外，由于電路中存在變壓器漏感、濾波電感，使得Q1關(guān)斷時(shí)，變壓器一次側(cè)上的電流無法突變，會(huì)保持給Cb充電的狀態(tài)，電容C2則同時(shí)向外放電直至為0后，二極管D2導(dǎo)通，同時(shí)Q2開通，即實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

零電流開關(guān)實(shí)現(xiàn)過程：以Q3和Q4為例，由于C2放電至0后，D2處于導(dǎo)通狀態(tài)，電容Cb兩端的電壓即為變壓器一次側(cè)和漏感上的電壓，電流開始逐漸變小直至為0，二極管D4截止，電容Cb無法繼續(xù)放電，將會(huì)維持電壓不變，Q4此時(shí)通過的電流為0，即實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷；Q4關(guān)斷以后，利用設(shè)置好的死區(qū)時(shí)間開通Q3，由于變壓器一次側(cè)電流無法突變，從而實(shí)現(xiàn)Q3的零電流開通。

因此，如要順利實(shí)現(xiàn)零電壓、零電流開斷，關(guān)鍵在于諧振電感、濾波電感、諧振電容、濾波電容的參數(shù)設(shè)置。根據(jù)電源需求，設(shè)置輸入電壓Vin=514 VDC，輸出電壓400 VDC，輸出電流Io=30 ADC，變壓器原副邊匝數(shù)比為1∶2.5，變壓器漏感Lr為5 μH；考慮電容損耗，輸出濾波電容為1 mF，開關(guān)頻率為15 kHz。

另外，為了實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，還需對(duì)以下幾個(gè)參數(shù)進(jìn)行設(shè)置：

1）為實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，要求有足夠的能量來使得同一橋臂開關(guān)管兩端并聯(lián)的電容充、放電，從而讓即將開通的開關(guān)管的反并聯(lián)二極管自然導(dǎo)通。所以要實(shí)現(xiàn)超前橋臂的零電壓開關(guān)，需要在開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷之前將電容C1和C2上的電荷抽走。取超前臂死區(qū)時(shí)間td=2 μs;

2）電容C1、C2應(yīng)滿足式（1）。代入數(shù)值可得，C1、C2＜140 nF，根據(jù)上述分析可知，電容值不宜大，故取C1=C2=47 nF。

3）Cb的選取應(yīng)綜合考慮提高最大占空比和降低滯后橋臂的電壓應(yīng)力和反向電壓兩個(gè)因素。由于滿載的情況下占空比最大，所以在該條件下選取Cb的值。綜合考慮，本設(shè)計(jì)中Cb=0.6 μF。

為了保證產(chǎn)生合適的PWM波形，電路采取PI調(diào)節(jié)方式，通過將輸出電壓和設(shè)定值比較，來實(shí)現(xiàn)自動(dòng)調(diào)節(jié)PWM的輸出，穩(wěn)定輸出電壓。PWM Pulses Generator仿真模塊如圖3所示，通過比例積分環(huán)節(jié)、限幅環(huán)節(jié)和比較環(huán)節(jié)后輸出4路兩兩互補(bǔ)的PWM驅(qū)動(dòng)波形，用以控制開關(guān)管的通斷，其中，Pluse1與Pluse2互補(bǔ)，Pluse3與Pluse4互補(bǔ)。圖4是開關(guān)管Q1的驅(qū)動(dòng)波形和開關(guān)管電壓波形，可以看出，Q1能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開關(guān)控制。另外，通過測(cè)試開關(guān)管Q1～Q4的電壓發(fā)現(xiàn)，Q3、Q4的耐壓值在2 800 V以上，可采用串聯(lián)多個(gè)開關(guān)管的方式降低每個(gè)開關(guān)管的管壓降。

圖3 PWM Pulses Generator仿真模塊

圖4 驅(qū)動(dòng)波形和開關(guān)管電壓波形

3 PI控制的Boost升壓電路

Boost升壓電路之所以能使得輸出電壓高于電源電壓，主要是因?yàn)殡娐分械碾姼蠰儲(chǔ)能之后，具備了電壓泵升的作用，并且利用電容C保持輸出電壓。當(dāng)可控開關(guān)管導(dǎo)通后，輸入電壓向電感L充電，電流基本恒定在一個(gè)值上。當(dāng)開關(guān)管MOS管斷開后，由于電感L中的電流不能突變，電感L開始對(duì)電容C進(jìn)行充電，使其兩端電壓升高，并高于輸入電壓。在升壓過程中，只要保證有足夠大的電容量，就可以在輸出端得到一個(gè)續(xù)流電流，送入電感L。通過不斷重復(fù)上述過程，即可得到高于輸入電壓的輸出電壓。為了防止電容C對(duì)地放電，電路還需加入續(xù)流二極管[6-7]。

主要電路參數(shù)設(shè)計(jì)如下。

1）占空比（理想狀態(tài)下，不考慮損耗）：

式中，Vin為輸入電壓400 V，Vo為輸出電壓4 kV，代入后可得，D=0.9。

2）電感：

設(shè)電感初始電流等于輸出電流，頻率f為15 kHz，輸出電流IO為1 A，代入式（3）可得電感L=1.33 mH，經(jīng)試驗(yàn)，當(dāng)電感值小于該值時(shí)，輸出電壓的紋波明顯，當(dāng)電感值大于此值時(shí)，輸出紋波較小，綜合考慮，最終選定電感值L為5 mH。另外，為了保證能夠?qū)崿F(xiàn)較高的升壓比，有效提高功率密度，電路串聯(lián)電感Lf進(jìn)行實(shí)現(xiàn)，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)法試驗(yàn)，選取0.22 mH。

3）輸出電容：

輸出電容的計(jì)算如式（4）所示，其中VPP紋波電壓小于30 V，代入計(jì)算后，可得C≥2 μF，綜合考慮取3 μF。

為了提高輸出電壓的穩(wěn)定性，電路采用電壓環(huán)PI控制方式，根據(jù)實(shí)際電壓與目標(biāo)電壓的差值，控制開關(guān)管的開通和關(guān)斷，其仿真模塊如圖5所示。

圖5 Boost升壓電路控制模塊

4 仿真與測(cè)試

為了驗(yàn)證上述分析的可行性與有效性，微波電源電路通過MATLAB/Simulink仿真進(jìn)行驗(yàn)證，整體仿真電路圖如圖6所示。仿真測(cè)試過程中，為了檢驗(yàn)電源的抗干擾性，在負(fù)載端施加一個(gè)幅值為±100 V左右的隨機(jī)噪聲信號(hào)。通過運(yùn)行，負(fù)載側(cè)電源輸出電壓與電流的曲線如圖7所示。輸出電壓為單調(diào)上升過程，可以在約0.04 s時(shí)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，響應(yīng)迅速，電流電壓響應(yīng)較為平滑，無不良畸變，且無超調(diào)量，輸出電壓在4 kV波動(dòng)，電流約為1 A，與預(yù)期值吻合，說明控制參數(shù)設(shè)計(jì)合理，整體電源系統(tǒng)的設(shè)計(jì)較為理想。且從圖中可以看出，該直流電源的抗干擾能力強(qiáng)，穩(wěn)態(tài)性能好，能夠達(dá)到為磁控管負(fù)載提供穩(wěn)定高壓直流電的要求。

圖6 微波電源仿真電路圖

圖7 電源輸出電壓、電流波形

5 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)出一種輸出電壓4 kV、輸出電流1 A的高壓直流電源，通過搭建相應(yīng)的仿真系統(tǒng)和運(yùn)行測(cè)試，證明了所設(shè)計(jì)電源的可行性。仿真結(jié)果顯示：該電源能夠滿足微波電源主要器件磁控管陽(yáng)極的需求，電路參數(shù)設(shè)計(jì)合理，控制效果較好，具有較強(qiáng)的抗干擾能力和穩(wěn)定性，這不僅為實(shí)際微波電源的分析、設(shè)計(jì)以及控制方法的研究奠定了一定的基礎(chǔ)，同時(shí)，還達(dá)到了縮短實(shí)際電源設(shè)計(jì)周期的目的[8-10]。