CHB-SRDAB型電力電子變壓器損耗分析及效率優(yōu)化

袁曉冬， 劉瑞煌， 史明明， 張宸宇， 葛雪峰

(國網(wǎng)江蘇省電力有限公司電力科學(xué)研究院，江蘇 南京 211103)

0 引言

電力電子變壓器(power electronic transformer，PET)不僅具有電壓等級(jí)變換和電氣隔離功能，還能實(shí)現(xiàn)電能質(zhì)量控制、裝置自動(dòng)保護(hù)、不同電壓等級(jí)的交直流端口之間能量雙向流動(dòng)，增加了配電網(wǎng)的靈活性和可靠性[1—4]，是未來智能電網(wǎng)、能源互聯(lián)網(wǎng)發(fā)展的關(guān)鍵設(shè)備之一。

PET技術(shù)在過去二十年取得了較大進(jìn)步，文獻(xiàn)[5—10]對(duì)比分析了多種PET電路拓?fù)?，針?duì)控制性能、功率密度、應(yīng)用場(chǎng)合等多方面展開討論。應(yīng)用于配電網(wǎng)的PET通常采用級(jí)聯(lián)H橋(cascade H-bridge，CHB)結(jié)構(gòu)[11]，隔離環(huán)節(jié)采用串聯(lián)諧振型雙有源橋(series resonant dual active bridge,SRDAB)變換器實(shí)現(xiàn)DC-DC變換，因此，CHB-SRDAB型PET是應(yīng)用最為廣泛的一類。但該P(yáng)ET電能變換環(huán)節(jié)多，效率與傳統(tǒng)工頻變壓器相比仍存在一定差距。已有文獻(xiàn)對(duì)多種PET損耗進(jìn)行建模分析，并提出了多種效率優(yōu)化方法[12—16]?，F(xiàn)有關(guān)效率優(yōu)化的方法可分為2類：硬件結(jié)構(gòu)角度[12—13]和電路參數(shù)角度[14—16]。文獻(xiàn)[12]提出通過2套CHB交錯(cuò)并聯(lián)降低開關(guān)頻率的方法來提高效率；文獻(xiàn)[13]提出高壓SiC MOSFET器件可大幅度減少PET級(jí)聯(lián)模塊數(shù)量，減小開關(guān)損耗；文獻(xiàn)[14—15]提出增加死區(qū)時(shí)間和減小勵(lì)磁電感可減小SRDAB開通損耗，但會(huì)增大通態(tài)損耗；文獻(xiàn)[16]提出通過優(yōu)化勵(lì)磁電感和死區(qū)時(shí)間可達(dá)到總損耗最小，但是優(yōu)化過程需要復(fù)雜的迭代，且只考慮了功率單向流動(dòng)的情況。不同潮流方向引起的損耗差異關(guān)注較少，尤其是PET高、低壓側(cè)采用不同耐壓水平的功率半導(dǎo)體器件時(shí)，功率流向?qū)涢_關(guān)的影響分析較少。

文中以1臺(tái)1.5 MW的 PET為分析對(duì)象，該P(yáng)ET為10 kV AC-750 V DC,定義功率由10 kV AC流向750 V DC為整流模式，反向?yàn)槟孀兡Ｊ健７治隽薖ET在2種模式下功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)特性以及差異產(chǎn)生原因。為提高效率，文中提出一種效率優(yōu)化方法，在整流模式下閉鎖SRDAB整流橋，使整流側(cè)電流只流經(jīng)二極管,可避免高、低壓側(cè)器件開關(guān)不一致帶來的問題，所述方法無需額外的硬件電路和復(fù)雜的參數(shù)優(yōu)化，實(shí)施簡(jiǎn)單。在PET樣機(jī)進(jìn)行了測(cè)試，證明了損耗分析的正確性和效率優(yōu)化方法的有效性。

1 PET拓?fù)?/h2>

文中以1.5 MW的10 kV AC-750 V DC PET為例進(jìn)行分析，圖1給出了PET電路的單相拓?fù)?。由圖1可知，每相由級(jí)聯(lián)的功率模塊組成，每個(gè)功率模塊包含一個(gè)H橋和一個(gè)SRDAB，CHB連接至10 kV的交流側(cè)，SRDAB輸出側(cè)并聯(lián)連接至750 V的直流側(cè)。SRDAB的諧振環(huán)節(jié)由高頻變壓器(high fre-quency transformer，HFT)的漏感Lr和諧振電容Cr組成[17]。其中，C1，C2分別為模塊高壓側(cè)直流電容和低壓側(cè)直流電容；uHV，uLV分別為高、低壓側(cè)高頻電壓；ir，ir_LV分別為高、低壓側(cè)高頻電流。PET主電路的參數(shù)如表1所示。

圖1 PET單相電路拓?fù)銯ig.1 Circuit topology of single-phase PET

表1 PET主電路參數(shù)Table 1 The parameters of PET main circuit

PET采用傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制方法，即外環(huán)為低壓側(cè)直流電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為交流電流環(huán)。CHB采用單極性載波相移脈沖寬度調(diào)制(pulse width mo-du-la-tion,PWM)策略，一個(gè)橋臂內(nèi)相鄰2個(gè)功率模塊載波相位相差π/N[18]。對(duì)于高頻環(huán)節(jié)，SRDAB采用開環(huán)控制方法，即原、副邊均為50%占空比方波[19]。由于SRDAB低壓側(cè)并聯(lián)，高壓側(cè)直流電壓可以自動(dòng)平衡，不需要電壓平衡控制。

2 PET損耗分析及效率優(yōu)化

2.1 損耗分析

PET的損耗可以分解為3部分，即CHB硬開關(guān)損耗、SRDAB開關(guān)損耗和HFT損耗。下面分別分析整流和逆變2種模式下的電流路徑及損耗。

2.1.1 整流模式

整流模式下的電流路徑及損耗如圖2所示。

圖2 整流模式Fig.2 Rectifying mode

由圖2(a)可知，CHB采用單極性PWM，當(dāng)功率模塊輸出電壓從Vdc變?yōu)榱銜r(shí)，電流從S4的二極管換流到S3的絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)，即電流路徑從p1換流到p2，因此S3硬開關(guān)導(dǎo)致開關(guān)損耗。對(duì)于SRDAB，電流在半個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流過高壓側(cè)的IGBT和低壓側(cè)的二極管，低壓側(cè)開關(guān)始終處于零電壓開關(guān)(zero voltage switch,ZVS)狀態(tài)，開關(guān)損耗主要與高壓側(cè)的IGBT有關(guān)。

由圖2(b)—圖2(d)可知，在t1時(shí)刻前，Q2、Q3、Q6和Q7的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通電流ir；在t1時(shí)刻，關(guān)斷開關(guān)Q2、Q3、Q6和Q7，相應(yīng)的互補(bǔ)開關(guān)Q1、Q4、Q5和Q8經(jīng)過死區(qū)時(shí)間Tdead后在t2時(shí)刻導(dǎo)通；在t1—t2期間，所有器件閉鎖。由圖2(c)—圖2(d)可知，在Tdead期間，電壓uHV幾乎無變化，根據(jù)基爾霍夫電壓定律，Q1和Q4的電壓仍然為Vdc。在Q1和Q4導(dǎo)通時(shí)刻，其兩端電壓從Vdc逐漸下降到零，無法實(shí)現(xiàn)ZVS，導(dǎo)致Q1和Q4存在開通損耗。其中，圖2(c)為圖2(b)虛線框放大部分，從圖2(c)中發(fā)現(xiàn)，在導(dǎo)通時(shí)刻，電流ir不為零值而是負(fù)值。這是由于高、低壓側(cè)IGBT的開關(guān)速度有差異引起的，即低壓側(cè)的IGBT比高壓側(cè)的開通速度快，如圖2(d)所示。當(dāng)uLV為+Vdc時(shí)，uHV仍為-Vdc，此電壓差使電流ir在高頻環(huán)節(jié)的初值為負(fù)，即產(chǎn)生了無功功率，增加了通態(tài)損耗。當(dāng)諧振電流ir初值為負(fù)時(shí)，關(guān)斷電流也大于零，即無法實(shí)現(xiàn)零電流開關(guān)(zero current switch,ZCS)，導(dǎo)致存在關(guān)斷損耗。

2.1.2 逆變模式

逆變模式下的電流路徑及損耗如圖3所示。由圖3(a)可知，當(dāng)H橋模塊電壓從Vdc變?yōu)榱銜r(shí)，電流從S1換流到S2二極管，即電流路徑從p′1換流到p′2，S1的硬開關(guān)導(dǎo)致了開關(guān)損耗。在相同開關(guān)電流條件下，逆變模式下S1的開關(guān)損耗與整流模式下S3的開關(guān)損耗幾乎相等，因此2種模式下的CHB損耗幾乎相同。對(duì)于SRDAB，電流流過低壓側(cè)IGBT和高壓側(cè)二極管，開關(guān)損耗與低壓側(cè)IGBT有關(guān)。根據(jù)高、低壓側(cè)開關(guān)器件數(shù)據(jù)說明文檔，在相同電流條件下，低壓側(cè)IGBT的開關(guān)損耗幾乎是高壓側(cè)IGBT的十分之一，因此開關(guān)損耗低于高壓側(cè)IGBT。此外，逆變模式下的開關(guān)特性與整流模式下有很大不同。

圖3 逆變模式Fig.3 Inverting mode

圖3(c)為圖3(b)虛線框放大部分，從圖3(b)和圖3(c)可以看出，在Tdead過程中，電壓uLV從-Vdc到+Vdc緩慢增加，這說明Q5和Q8的電壓在其導(dǎo)通前已經(jīng)為零，即死區(qū)內(nèi)實(shí)現(xiàn)了ZVS并顯著降低了導(dǎo)通損耗；由于交流側(cè)電壓uHV，uLV在器件開通前已反轉(zhuǎn)，器件的開關(guān)速度差異對(duì)交流側(cè)電壓和電流ir無影響，因此，高、低壓側(cè)也實(shí)現(xiàn)了ZCS，關(guān)斷損耗低于整流模式。

整流和逆變2種模式在死區(qū)時(shí)間上存在差異的主要原因?yàn)椋焊邏篒GBT的N-區(qū)載流子濃度遠(yuǎn)高于低壓IGBT，需要更多時(shí)間來復(fù)合載流子[12，14]。圖3(b)、圖3(c)表明，變壓器的勵(lì)磁電流有助于低壓側(cè)IGBT在Tdead內(nèi)實(shí)現(xiàn)載流子復(fù)合，使器件的電壓降到零，而對(duì)于高壓側(cè)IGBT，勵(lì)磁電流在Tdead內(nèi)不足以實(shí)現(xiàn)載流子復(fù)合，因此其電壓幾乎是恒定的。

2.1.3 整流和逆變模式下的損耗對(duì)比

為更進(jìn)一步比較整流和逆變2種模式下的損耗類型，文中進(jìn)行了熱損耗仿真，仿真結(jié)果見表2。

表2 1.5 MW下?lián)p耗對(duì)比結(jié)果Table 2 Loss comparison results at 1.5 MW kW

從表2可以看出，在整流和逆變2種模式下，CHB和HFT損耗基本相同，而SRDAB高、低壓側(cè)損耗不同，逆變模式下SRDAB高壓側(cè)損耗大大降低，與2.1節(jié)的分析吻合。

2.2 效率優(yōu)化

根據(jù)上述對(duì)PET在整流和逆變2種模式下的損耗分析可知，SRDAB在2種模式下的開關(guān)特性不同。為解決高、低壓側(cè)器件開關(guān)速度不同導(dǎo)致的無功電流和ZCS失效的問題，文中提出一種效率優(yōu)化方法，在整流模式下通過閉鎖SRDAB整流橋器件Q5—Q8，整流側(cè)電流只流經(jīng)Q5—Q8的反并聯(lián)二極管,可避免高、低壓側(cè)器件Q1—Q4與Q5—Q8開關(guān)不一致帶來的問題。由于低壓側(cè)開關(guān)器件閉鎖，SRDAB低壓側(cè)交流電壓uLV不再由低壓側(cè)器件的開關(guān)狀態(tài)決定，而是由高壓側(cè)器件的開關(guān)狀態(tài)決定，即高、低壓側(cè)器件開關(guān)速度不一致導(dǎo)致的一系列問題均被避免。因此，整流模式下采用SRDAB低壓側(cè)閉鎖策略后，避免了開關(guān)速度不同所致的無功電流，以及開通時(shí)刻初始電流不為零所致的關(guān)斷電流大于零的問題。其測(cè)試結(jié)果如圖4所示。

圖4(b)、圖4(c)均為圖4(a)虛線框放大部分，從圖4可以看出，無功電流被消除，同時(shí)保證了實(shí)現(xiàn)ZCS。對(duì)于IGBT器件，由于拖尾電流存在，其關(guān)斷損耗較大，通過ZCS可減小關(guān)斷損耗，進(jìn)而提升效率。

圖4 整流模式下閉鎖低壓側(cè)器件高頻電壓uHV，uLV和高頻電流ir波形Fig.4 Waveforms of high-frequency voltage uHV,uLVand high-frequency current ir under block mode

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證PET在整流和逆變2種模式下?lián)p耗分析的正確性和損耗優(yōu)化方法的有效性，在1.5 MW 10 kV AC-750 V DC PET上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，PET樣機(jī)如圖5所示。

圖5 1.5 MW 10 kV AC-750 V DC的PET樣機(jī)Fig.5 PET prototype of 1.5 MW 10 kV AC-750 V DC

采用功率分析儀(WT1800)測(cè)量PET在雙向功率流條件下的效率，PET效率定義為：

(1)

式中：T為基波周期；pout為輸出功率；pin為輸入功率，分別測(cè)試了3種工況，即低壓側(cè)解鎖整流工作模式、低壓側(cè)閉鎖整流工作模式和逆變工作模式在不同功率下(功率從標(biāo)幺值0.1逐步遞增0.1到額定標(biāo)幺值1)的效率。

PET效率測(cè)試結(jié)果如圖6所示。由圖6可知，逆變模式下效率比整流模式下效率高約1%。另外，低壓側(cè)閉鎖整流工作模式相比于低壓側(cè)解鎖整流工作模式效率可提高0.2%。

圖6 效率測(cè)試結(jié)果Fig.6 Efficiency test results

4 結(jié)語

文中對(duì)1.5 MW的10 kV AC-750 V DC PET在整流模式和逆變模式2種模式下的損耗進(jìn)行對(duì)比分析。分析結(jié)果表明，2種模式下的CHB損耗和HFT損耗基本相同，而整流模式下SRDAB損耗高于逆變模式，這主要是由于高壓側(cè)IGBT的開關(guān)損耗比低壓側(cè)IGBT損耗大很多，且高壓側(cè)IGBT中N-區(qū)存儲(chǔ)大量電荷，載流子復(fù)合需要更長(zhǎng)的時(shí)間，不能在死區(qū)時(shí)間內(nèi)換流，無法實(shí)現(xiàn)ZVS；由于高、低壓側(cè)IGBT開關(guān)速度不一致也導(dǎo)致存在無功電流，無法實(shí)現(xiàn)ZCS。為此，文中提出在整流模式下采用閉鎖低壓側(cè)H橋IGBT的方法，使低壓側(cè)H橋電流只流經(jīng)二極管，避免高、低壓側(cè)器件開關(guān)速度不一致帶來的無功電流和ZCS失效的問題，從而提高效率。在1.5 MW的10 kV AC-750 V DC PET樣機(jī)上進(jìn)行了效率測(cè)量，測(cè)試結(jié)果表明，額定工況下，逆變模式效率比整流模式效率高約1%，整流模式下閉鎖低壓側(cè)H橋比解鎖低壓側(cè)H橋可提高效率約0.2%。

本文得到國網(wǎng)江蘇省電力有限公司科技項(xiàng)目“緊湊型電力電子變壓器研制和示范應(yīng)用研究”(J2019136)資助，謹(jǐn)此致謝！