基于開關(guān)電容單元直流側(cè)電壓自均衡多電平變換器

張謝天，萬 鵬，王珊珊

（1. 海軍裝備部駐上海地區(qū)第一軍事代表室，上海 201913；2. 上海船舶設(shè)備研究所，上海 200031）

0 引言

近年來，無論是工業(yè)生產(chǎn)還是生活學(xué)習(xí)，人們對高性能電源的需求在不斷增長。由于高功率、高壓應(yīng)用的需要，多電平變換器引起了人們的廣泛關(guān)注。與傳統(tǒng)的兩電平變換器相比，多電平變換器具有更低的開關(guān)損耗和開關(guān)器件上的電壓應(yīng)力[1]。此外，隨著電壓電平數(shù)的增加，開關(guān)頻率可以降低到一個較低的值，使變換器更穩(wěn)定。由于這些顯著的特點，多電平變換器在中高壓應(yīng)用中逐漸變得流行，如可再生能源轉(zhuǎn)換、無功補償、大功率整流器和輸送系統(tǒng)。多電平逆變器具有效率高、系統(tǒng)冗余、輸出電壓波形接近正弦波等優(yōu)點，是解決大功率中壓DC-AC轉(zhuǎn)換的有效方法。在眾多被提出的多電平拓?fù)渲校悬c箝位（NPC）、飛跨電容（FC）和級聯(lián)H橋（CHB）變換器是最著名的經(jīng)典多電平拓?fù)鋄2]。由于可擴展到不同的功率和電壓級別，模塊化多電平變換器（MMC）被認(rèn)為是一種很有前景的高壓應(yīng)用方法，MMC可擴展到任意電壓水平，總諧波失真低，且只需要一個直流母線電壓。

在近幾年里，隨著調(diào)制技術(shù)的發(fā)展，學(xué)者開始對MMC變換器的結(jié)構(gòu)及其在各個領(lǐng)域的應(yīng)用進行研究。開關(guān)電容（Switched-Capacitor，SC）變換器相對于中點箝位、飛跨電容和級聯(lián)H橋變換器來說，是一種比較新穎的多電平變換器。在文獻[3]中，一種基于開關(guān)電容的多電平變換器被提出，該變換器包含了1個直流源和2個儲能電容，實現(xiàn)9電平的電壓輸出，與傳統(tǒng)的級聯(lián)H橋相比，當(dāng)在輸出端產(chǎn)生相同的電平時，該變換器所包含的開關(guān)器件、儲能電容和電壓源的數(shù)量皆比級聯(lián)H橋少。在文獻[4]中提出一種S3CM模塊化多電平變換器，S3CM由一個直流源給一個T型變換器上的2個電容供電，每個電容上的電壓為電壓源的1/2，與文獻[3]一樣，最后在變換器的輸出端輸出9電平電壓。文獻[4]與文獻[3]相比，在輸出電平數(shù)相同時，文獻[3]使用的開關(guān)管數(shù)量較少且不單獨使用二極管器件。在[5]中的SC變換器同樣使用了1個直流源和2個儲能電容，然而文獻[5]的元器件總和大于文獻[3]中的S3CM模塊化多電平變換器的元器件，且輸出電平少于九電平。文獻[6]中提出一種基于SC單元、直流側(cè)可串/并聯(lián)的多電平變換器，采用模塊化結(jié)構(gòu)，可以將變換器的輸出電平等級提高，直流側(cè)連接的直流電壓源給SC單元的電容充電，最后將SC單元串聯(lián)，利用逆變?nèi)珮驅(qū)崿F(xiàn)DC-AC的功能。通過對SC單元開關(guān)管的合理通斷，實現(xiàn)每一個SC單元內(nèi)的電容電壓自均衡。

在文獻[7-8]中，一種直流側(cè)電壓自均衡的多電平逆變器被介紹，通過在級聯(lián)H橋直流側(cè)電容負(fù)極加上可雙向?qū)ǖ拈_關(guān)管，實現(xiàn)直流側(cè)電壓自均衡。本文將在文獻[6-8]的基礎(chǔ)上，在每個H橋內(nèi)加入一個文獻[6]中的SC單元，在2個H橋間加入一對反串聯(lián)的雙向?qū)ㄩ_關(guān)管，具體拓?fù)淙鐖D1所示。此拓?fù)淇蛇M行模塊化設(shè)計，在逆變側(cè)輸出多電平電壓。

本文在介紹電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，給出拓?fù)涞拈_關(guān)狀態(tài)，控制策略以及調(diào)制策略，并搭建仿真模型，分析不同工況下的仿真結(jié)果，最后對全文進行了總結(jié)。

1 拓?fù)涓攀?/h2>

圖1為本文所述的電路拓?fù)?，其中，開關(guān)器件（IGBT/MOSFET）Sa1～Sa4與Sb1～Sb4共同組成級聯(lián)H橋變換器，Sl1～Sl3、儲能電容C1和C2組成SC#1單元。Sl1～Sl3實現(xiàn)儲能電容C1和C2的串聯(lián)以及并聯(lián)，C1與C2并聯(lián)時兩者的的電壓將自動均衡。同理，Sr1～Sr3、儲能電容C3和C4組成SC#2單元，Sr1～Sr3實現(xiàn)儲能電容C3和C4的串聯(lián)以及并聯(lián)，C3與C4并聯(lián)時兩者的的電壓將自動均衡。由于本文所提拓?fù)浒?個SC單元且具有模塊化性，將此電路拓?fù)涿麨镾C2MMC。Sp1和Sp2為一對反向串聯(lián)的雙向?qū)ㄩ_關(guān)管Tb。Tb連接在SC#1單元與SC#2單元電容的正極。為了使SC2MMC實現(xiàn)更高電平的交流輸出，與文獻[5-6]類似，通過將2個SC單元內(nèi)的電容電壓設(shè)置成不同的電壓等級，使得輸出的電壓更趨近于正弦波。如圖2所示，選用個直流電壓源作為系統(tǒng)的功率輸入，可以將此功率源加在任意一個電容上，本文設(shè)定SC#1內(nèi)各電容電壓為SC#2內(nèi)各電容電壓1/2。設(shè)定在C3或C4上的加上電壓為2E直流電壓，則在SC2MMC的輸出端可輸出13電平（0，±E，±2E，±3E，±4E，±5E，±6E），同理，也可將電壓為E的直流源加在C1或C2上，分別如圖2(a)、圖2(b)所示。

圖1 基于級聯(lián)H橋和SC單元的多電平變換器拓?fù)?/p>

圖2 不同直流源施加方式下的拓?fù)?/p>

圖3 SC2MMC的拓展拓?fù)?/p>

2 運行原理

本節(jié)將以拓?fù)浒?個級聯(lián)H橋、2個SC單元以及1對反串聯(lián)開關(guān)管為例，介紹拓?fù)涞拈_關(guān)狀態(tài)，控制策略以及調(diào)制策略。

2.1 開關(guān)狀態(tài)

如前2節(jié)所述，將電壓為E的直流源加在C1或者C2上，將電壓為2E的直流源加在C3或者C4上，由于2個SC單元之間的電容電壓相差2倍，因此變換器可以實現(xiàn)13電平的電壓輸出。SC2MMC的開關(guān)狀態(tài)及每個電容的充放電狀態(tài)如表1所示。

表1中，1表示開關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)，0表示開關(guān)處于關(guān)斷狀態(tài)；在每個輸出電平下，以“▲”表示電容在充電，以“▼”表示電容在放電，以“◆”表示電容處于懸置狀態(tài)。

如圖4所示為SC單元內(nèi)電容電壓自均衡的開關(guān)狀態(tài)+3E，通過將開關(guān)管Sl1（Sr1）、Sl3（Sr3）導(dǎo)通，Sl2（Sr2）關(guān)斷，實現(xiàn)電壓均衡。除了+6E和-6E對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)外，其余各開關(guān)狀態(tài)均能實現(xiàn)這種功能。如圖5所示的開關(guān)狀態(tài)為0，-2E和+2E，此時雙向?qū)ㄩ_關(guān)管Tb導(dǎo)通，在SC#1和SC#2間形成電流通路，電容C1與C2串聯(lián)后再與C3并聯(lián)，此時電壓源同時給C1、C2和C3充電，實現(xiàn)SC單元間的電壓自均衡。

圖4 實現(xiàn)SC單元內(nèi)電容電壓自均衡的開關(guān)狀態(tài)+3E

圖5 雙向?qū)ㄩ_關(guān)管Tb導(dǎo)通時SC單元間電壓自均衡

2.2 控制策略

單相逆變器的控制技術(shù)已經(jīng)變得成熟，本文采用如圖6所示的基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的控制方法，其中，Um*為輸出電壓有功分量指令值，Ud為輸出電壓的有功分量實際值，Uq為輸出電壓無功分量實際值，Id*與Iq*為電流內(nèi)環(huán)指令值。vr*為控制器輸出的調(diào)制波信號。

圖6 基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的控制方法

2.3 調(diào)制策略

多電平變換器有多種調(diào)制策略，其中脈寬調(diào)制是最常用的調(diào)制方法。不同相位配置的載波可分為3種模式：所有載波相位相同配置（PD）PWM、相對于零基準(zhǔn)相位反相配置（POD）PWM和交替相位反相配置（APOD）PWM[9]。

由于PDPWM調(diào)制產(chǎn)生的開關(guān)信號THD較低，且實現(xiàn)簡單，本文采用PD調(diào)制，如圖7所示。由于輸出13電平電壓，需要配置12個載波，每個載波相位相同，頻率相等。通過判斷調(diào)制波vr*對應(yīng)表1所在的區(qū)間，將調(diào)制波與對應(yīng)區(qū)間的載波比較，最終得到開關(guān)管驅(qū)動信號。

圖7 基于載波層疊的調(diào)制方法

3 仿真驗證

為了驗證SC2MMC電路拓?fù)湟约八稣{(diào)制策略的正確性，將分2種工況討論。第1種工況將電壓為2E的直流源加在電容C4上，驗證C1、C2的電壓是否為C4電壓的1/2、C3上的電壓是否與C4上的電壓相等。第2種工況將電壓為E直流源加在電容C2上，驗證C3、C4的電壓是否為C2電壓的2倍，C1上的電壓是否與C2上的電壓相等。本節(jié)將在MATLAB/Simulink仿真軟件上進行仿真驗證。仿真參數(shù)如表2所示。

表2 SC2MMC仿真參數(shù)

3.1 當(dāng)在電容C4上加直流源時

圖8(a)為在C4加上的直流源電壓為120 V時，電容C1、C2與C3上的電壓vdc1、vdc2和vdc3。由圖8(a)可以看出vdc1、vdc2幅值為60 V，vdc3的幅值為120 V且?guī)в屑y波，這是由于電容C1、C2最多充電60 V，C3最多充電到120 V，而由于電容C1、C2與C3要向負(fù)載放電，導(dǎo)致電容電壓存在鋸齒形脈動；圖8(b)為SC2MMC變換器輸出端的13電平電壓波形vab；圖8(c)所示為負(fù)載上輸出的交流電壓vo，幅值為311 V且正弦度好，將輸出電壓vo經(jīng)過快速傅里葉（FFT）分析后，如圖8(d)所示，輸出電壓總諧波失真（THD）為0.9%。

圖8 在電容C4上加直流源時的仿真結(jié)果

3.2 當(dāng)在電容C2上加直流源時

圖9(a)為在C2加上的直流源電壓為60 V時，直流鏈路電容C1、C3與C4上的電壓vdc1、vdc3和vdc4。由圖9(a)可以看出vdc1幅值為60 V，vdc3與vdc4的幅值為120 V且?guī)в屑y波，這是由于電容C1最多充電60 V，C3、C4最多充電到120 V，而由于電容C1、C3與C4要向負(fù)載放電，導(dǎo)致電容電壓存在鋸齒形脈動。圖9(b)為SC2MMC變換器輸出端的13電平電壓波形vab。圖9(c)所示為負(fù)載上輸出的交流電壓，幅值為311 V且正弦度好，圖9(d)顯示輸出電壓總諧波失真（THD）為0.93%。

圖9 在電容C2上加直流源時的仿真結(jié)果

圖9 在電容C2上加直流源時的仿真結(jié)果（續(xù)）

4 結(jié)論

在級聯(lián)H橋和SC技術(shù)的基礎(chǔ)上，本文提出了一種新穎的多電平變換器，SC2MMC可以輸出更高的電平來實現(xiàn)輸出電壓更趨近于正弦波；另一方面，也降低了輸出電壓的總諧波失真。每個H橋內(nèi)包含一個串/并聯(lián)SC單元，每個SC單元間電容電壓相差2倍。反串聯(lián)雙向?qū)ㄩ_關(guān)管實現(xiàn)不同SC單元間的電壓均衡。通過載波平移調(diào)制，仿真結(jié)果驗證了變換器具備13電平的電壓輸出能力。