開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器輸出浪涌電流引發(fā)的啟動(dòng)臺(tái)階問(wèn)題技術(shù)研究

劉文韜，張潔，茍超，彭克武，陳波，胡袁彬

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司 第二十四研究所，重慶 400060）

引言

隨著整機(jī)裝備的不斷發(fā)展，負(fù)載對(duì)前級(jí)供電系統(tǒng)提出了更高的要求：更小的體積，更高的效率，更好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，更大的功率密度以及更加低廉的成本。傳統(tǒng)隔離電源在新型要求下逐漸顯現(xiàn)出了一定的局限性，而負(fù)載點(diǎn)電源是對(duì)這一局限性很好的補(bǔ)充[1]。

許多開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出是由噪聲要求的[2]，對(duì)于低輸出噪聲的需求促使設(shè)計(jì)人員加大輸出濾波，例如會(huì)在轉(zhuǎn)換器的輸出端并聯(lián)多個(gè)電容。針對(duì)FPGA和DSP的低噪聲供電的使用要求，用戶通常會(huì)在就近FPGA或者DSP的供電端口并聯(lián)大的負(fù)載電容。隨著輸出電壓軌上的濾波電容的增加，會(huì)在轉(zhuǎn)化器啟動(dòng)過(guò)程中會(huì)引入更大的浪涌電流。由于輸出浪涌電流過(guò)大，開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器可能會(huì)遇到延遲啟動(dòng)問(wèn)題，或者根本無(wú)法啟動(dòng)。過(guò)大的浪涌電流可能會(huì)給系統(tǒng)的啟動(dòng)過(guò)程造成問(wèn)題，導(dǎo)致電感的飽和或者損壞功率級(jí)。

為了解決輸入浪涌電流對(duì)系統(tǒng)的損壞，在DC-DC系統(tǒng)電路設(shè)計(jì)中會(huì)設(shè)計(jì)對(duì)應(yīng)的過(guò)流保護(hù)結(jié)構(gòu)，常用的結(jié)構(gòu)有恒流過(guò)流保護(hù)結(jié)構(gòu)、折返過(guò)流保護(hù)結(jié)構(gòu)和打嗝模式的過(guò)流保護(hù)結(jié)構(gòu)。

盡管存在過(guò)流保護(hù)結(jié)構(gòu)，開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器仍然可能無(wú)法正常工作，尤其是在啟動(dòng)期間，如果打嗝模式處于激活階段，過(guò)大的浪涌電流可能會(huì)導(dǎo)致電感電流超出限流閾值，從而觸發(fā)打嗝模式，阻止轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)[3]。

1 轉(zhuǎn)換器低溫臺(tái)階啟動(dòng)故障現(xiàn)象

1.1 開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)階段電流分析

常用的BUCK型DC-DC轉(zhuǎn)換器電路在啟動(dòng)階段的電壓波形和電流占比情況如圖1所示，可以看到啟動(dòng)階段的電流波形有很大一部分去給輸出電容充電，當(dāng)模塊電路的輸出負(fù)載電容過(guò)大的時(shí)候，會(huì)導(dǎo)致模塊在啟動(dòng)階段進(jìn)入到限流啟動(dòng)情況，即整個(gè)控制器以限流點(diǎn)電流對(duì)輸出電容進(jìn)行充電[4]。

圖1 反偏EB結(jié)齊納管剖面圖

針對(duì)典型的BUCK型DC-DC轉(zhuǎn)換器電路的啟動(dòng)階段，流過(guò)電容的充電電流和輸出電壓建立的波形如圖2所示?？梢钥吹饺绻敵鲭娙葸^(guò)大，則轉(zhuǎn)換器需要的電流ICAP可能太高。

圖2 VOUT波形帶載啟動(dòng)異常（啟動(dòng)浪涌電流測(cè)試）

1.2 用戶使用條件下的低溫臺(tái)階啟動(dòng)故障

該DC-DC轉(zhuǎn)換器電路在用戶使用時(shí)所采用的外圍供電部分線路結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 用戶應(yīng)用條件

前級(jí)為預(yù)降壓模塊，通過(guò)負(fù)載點(diǎn)電源將28 V輸入電壓轉(zhuǎn)換為5 V輸入，在并聯(lián)多個(gè)本DCDC轉(zhuǎn)換器進(jìn)行二級(jí)降壓，實(shí)現(xiàn)對(duì)FPGA的供電。

實(shí)際測(cè)試中，在低溫下部分電路表現(xiàn)為臺(tái)階啟動(dòng)甚至無(wú)法啟動(dòng)，實(shí)際測(cè)試啟動(dòng)波形見(jiàn)圖4。測(cè)試該外圍情況下的啟動(dòng)階段瞬間浪涌電流大小，對(duì)應(yīng)臺(tái)階啟動(dòng)的電壓。可以看到在輸出每個(gè)臺(tái)階的上升階段表現(xiàn)為很大的浪涌電流約15 A以上。遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)該DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器的標(biāo)稱電流6 A，達(dá)到了該轉(zhuǎn)換器的過(guò)流保護(hù)點(diǎn)。

圖4 用戶現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試?yán)擞侩娏鞔笮?/p>

為了進(jìn)一步分析啟動(dòng)過(guò)程中引入的浪涌電流對(duì)系統(tǒng)的影響，需要進(jìn)一步分析該DCDC轉(zhuǎn)換器內(nèi)部采用的控制器的線路結(jié)構(gòu)，具體見(jiàn)第2節(jié)。

2 啟動(dòng)過(guò)程異常分析及其解決措施

2.1 內(nèi)部控制器過(guò)流機(jī)理

該DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的控制器芯片邏輯框圖見(jiàn)圖6所示。

圖6 DC-DC轉(zhuǎn)換器控制芯片內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖

器件的軟啟動(dòng)過(guò)程為分為兩個(gè)階段[5]:階段1為器件的SS端口作為使能端口功能使用，該端口電壓從0～1.2 V的階段，該端口關(guān)斷器件；當(dāng)SS端口電壓高于1.2 V的時(shí)候，器件的軟啟動(dòng)功能開(kāi)啟，芯片內(nèi)部誤差放大器的基準(zhǔn)輸入端的電壓開(kāi)始線性上升，從0～0.891 V的時(shí)間約為3.35 ms，通過(guò)這兩個(gè)階段的控制可以保證電路的軟啟動(dòng)時(shí)間在毫秒級(jí)別的控制。

同時(shí)器件的內(nèi)部軟啟動(dòng)邏輯受過(guò)溫保護(hù)（Thermal）、輸入電壓欠壓鎖定（UVLO）邏輯控制。當(dāng)電路發(fā)生過(guò)溫保護(hù)或者欠壓時(shí)候，會(huì)通過(guò)控制信號(hào)打開(kāi)芯片內(nèi)部的軟啟動(dòng)放電管，對(duì)SS電容上的電壓進(jìn)行放電，同時(shí)關(guān)斷器件內(nèi)部的控制電路。

2.2 啟動(dòng)臺(tái)階機(jī)理分析

啟動(dòng)異常的模塊電路（以下簡(jiǎn)稱異常模塊）與正常模塊電路（以下簡(jiǎn)稱正常模塊）在內(nèi)部控制器的電流限制參數(shù)上存在差異，具體表現(xiàn)為：異常模塊的電流限制參數(shù)較正常模塊高，在15 A左右，低于國(guó)外產(chǎn)品手冊(cè)要求的典型值（9 A）。

為分析控制器TPS54873PWP峰值過(guò)流點(diǎn)差異對(duì)模塊電路啟動(dòng)波形的影響，測(cè)試正常模塊帶載啟動(dòng)波形如圖7，正常啟動(dòng)到穩(wěn)定分為兩個(gè)過(guò)程，階段1：從軟啟動(dòng)未介入環(huán)路，電路以較大的峰值電流啟動(dòng)；階段2：軟啟動(dòng)控制環(huán)路，輸出電壓緩慢上升。

由控制器TPS54873PWP內(nèi)部線路結(jié)構(gòu)圖7可知，當(dāng)軟啟動(dòng)電壓上升到1.2 V以后，誤差放大器反相端電壓從0 V開(kāi)始上升，此時(shí)誤差放大器輸出端為高電壓，導(dǎo)致上開(kāi)關(guān)管以最大占空比（約90 %）。圖7中啟動(dòng)階段1過(guò)程放大波形如圖8所示。

圖7 正常模塊啟動(dòng)過(guò)程

由圖8可知，在電路開(kāi)始啟動(dòng)的最開(kāi)始幾個(gè)周期內(nèi)，電路上管開(kāi)啟，電路的等效模型如圖9所示。

圖8 啟動(dòng)階段1的關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)波形

圖9 在啟動(dòng)初期的內(nèi)部工作簡(jiǎn)化圖

此時(shí)，當(dāng)內(nèi)部NMOS功率管開(kāi)啟的時(shí)候，VIN通過(guò)電感L給輸出電容CL和負(fù)載充電，此時(shí)VOUT≈0 V，輸出電容為陶瓷電容，ESR電阻很小，等效對(duì)地短路。此時(shí)電感電流上升斜率為：

在最開(kāi)始的啟動(dòng)時(shí)，電感電流迅速上升，此過(guò)程維持?jǐn)?shù)個(gè)周期。而電感電流的“浪涌電流”可以等效計(jì)算為：

式中：

TSW—開(kāi)關(guān)電源的周期，經(jīng)過(guò)實(shí)際測(cè)試內(nèi)部器件在3～4個(gè)周期內(nèi)達(dá)到峰值電流故實(shí)際取3個(gè)周期。

經(jīng)過(guò)按照用戶外圍搭建后，正常電路在經(jīng)過(guò)3個(gè)最大占空比周期后電感電流上升到過(guò)流閾值點(diǎn)約12 A左右，而異常電路在經(jīng)過(guò)4個(gè)最大占空比周期導(dǎo)致電感電流上升到過(guò)流閾值點(diǎn)約18.5 A左右，實(shí)際見(jiàn)圖10、圖11。

圖10 異常啟動(dòng)階段1的輸入過(guò)沖電流實(shí)測(cè)值

圖11 正常電路階段1波形（電感峰值電流達(dá)到11.06 A后限流）

階段2是從FB電壓再次掉落到0.2 V開(kāi)始，至輸出電壓完全建立到設(shè)置電壓Vset結(jié)束。該過(guò)程是由外部軟啟動(dòng)電容控制，從圖7中可以得到該階段的輸出電壓上升斜率為：，接近軟啟動(dòng)上升斜率。

對(duì)比異常電路的測(cè)試結(jié)果，當(dāng)輸出電容使用過(guò)大（如接近1000 μF）的時(shí)候，由于電路在啟動(dòng)階段會(huì)以TPS54873PWP器件的過(guò)流保護(hù)電流對(duì)輸出電容進(jìn)行充電（正常電路的充電電流峰值約為12 A，異常電路的充電電流峰值為18 A左右），由于異常模塊的瞬間VIN電流有接近18 A，即便是很小的寄生輸入電阻，也會(huì)在控制芯片的VIN端產(chǎn)生很大的壓降。此時(shí)雖然在電源端檢測(cè)到的輸入電壓并沒(méi)有掉落到很低，但是實(shí)際控制器端的VIN電壓已經(jīng)被拉的很低。VIN電壓被拉低后，觸發(fā)內(nèi)部芯片的欠壓鎖定電壓閾值，引起軟啟動(dòng)重復(fù)關(guān)斷。

2.3 啟動(dòng)過(guò)程臺(tái)階現(xiàn)象解決措施

從2.2節(jié)的分析可知，電源在大電容負(fù)載下出現(xiàn)臺(tái)階啟動(dòng)的原因是，啟動(dòng)階段1的電路以過(guò)流點(diǎn)啟動(dòng)，而導(dǎo)致浪涌電流過(guò)大，同時(shí)輸入電壓源無(wú)法提供相應(yīng)的電流，導(dǎo)致輸入電壓被瞬間拉低，從而觸發(fā)芯片內(nèi)部的欠壓保護(hù)結(jié)構(gòu)，導(dǎo)致電路出現(xiàn)反復(fù)的啟動(dòng)，表現(xiàn)為臺(tái)階啟動(dòng)；低溫下器件的過(guò)流保護(hù)點(diǎn)增加，浪涌電流也會(huì)增加，導(dǎo)致啟動(dòng)更加困難，甚至出現(xiàn)無(wú)法啟動(dòng)的情況。

為滿足用戶大電容負(fù)載的使用環(huán)境，在輸入電容也對(duì)應(yīng)增加，啟動(dòng)階段的浪涌電流將大部分由輸入電容瞬間提供，這樣輸入電壓不會(huì)出現(xiàn)降低而觸發(fā)芯片內(nèi)部的欠壓?jiǎn)?dòng)結(jié)構(gòu)的情況。

3 結(jié)論

本文通過(guò)解決用戶在使用大電流DCDC轉(zhuǎn)換器輸出負(fù)載電容大，引起的臺(tái)階啟動(dòng)問(wèn)題。分析了啟動(dòng)浪涌電流對(duì)控制器的影響，通過(guò)分析芯片內(nèi)部的軟啟動(dòng)邏輯相關(guān)電路。從機(jī)理上解釋了浪涌電流引起臺(tái)階啟動(dòng)的原因，并提出改進(jìn)措施。

為了滿足用戶的使用，優(yōu)化了原DCDC轉(zhuǎn)換器的軟啟動(dòng)時(shí)間，同時(shí)將輸入電容增加。延長(zhǎng)軟啟動(dòng)時(shí)間，避免了軟啟動(dòng)過(guò)程中的浪涌電流過(guò)大。經(jīng)過(guò)實(shí)際驗(yàn)證，該方法可以有效的解決輸出浪涌電流過(guò)大引起的啟動(dòng)臺(tái)階問(wèn)題。