基于PV-IP 結(jié)構(gòu)的差分功率處理光伏系統(tǒng)研究

胥 杰，劉 超，闞加榮

（1.江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院，江蘇鎮(zhèn)江 212013；2.鹽城工學(xué)院電氣工程學(xué)院，江蘇鹽城 224003）

太陽能是世界上最清潔的能源之一，取之不盡，光伏發(fā)電是利用太陽能的主要形式[1-2]。為了獲得更高的輸出電壓，通常將光伏電池串聯(lián)。當發(fā)生局部陰影時，光伏模塊內(nèi)部各子串特性不匹配，串聯(lián)的光伏子串輸出電流不一致會導(dǎo)致熱斑效應(yīng)，嚴重的可能直接燒毀光伏模塊[3-5]。為避免熱斑效應(yīng)，每個光伏子串都會并聯(lián)旁路二極管[6-8]。由于旁路二極管的存在，光伏模塊的功率輸出特性在各子串間功率失配時存在多峰值，使得傳統(tǒng)的最大功率點跟蹤（MPPT）算法存在失效的風險，不能保證光伏模塊工作在全局最大功率點（GMPP）處[9-10]。

為解決多峰值、效率不高等失配時出現(xiàn)的問題，常用方法是分布式最大功率點跟蹤，每個光伏子串都并聯(lián)一個全功率的DC/DC 變換器，使得每個光伏子串都工作在最大功率點處，缺點是所有輸出功率都要經(jīng)過變換器進行處理，效率低、成本高[11]。差分功率處理技術(shù)一般都通過光伏子串并聯(lián)的DC/DC 變換器，將未遮擋的光伏子串電流補償給遮擋的光伏子串，對應(yīng)變換器僅處理光伏子串之間的差值功率，功率損耗相對較小。文獻[12]分析了一種架構(gòu)為光伏電池-直流母線（PV-BUS）的光伏系統(tǒng)，以單向反激式電路作為DPP 變換器，功率從總線傳送給光伏子串，控制策略可以使得每個光伏子串處于最大功率點處。文獻[13-14]架構(gòu)為PV-PV，DPP 變換器都為雙向開關(guān)電感，控制策略分別為分布式控制算法與雙階段MPPT 算法，可以提高輸出效率，但是上述方法用于光伏子串較多的場合時，由于差值功率傳輸級數(shù)多導(dǎo)致效率偏低，因此難以大規(guī)模拓展。

文中提出以PV-IP 為架構(gòu)，以雙向反激式變換器為DPP 變換器，采用兼顧了均壓和MPPT 的控制策略，實現(xiàn)了光伏子串間的功率平衡，每個光伏子串都可工作在最大功率點，提高了系統(tǒng)的功率輸出。

1 基本架構(gòu)

如圖1（a）所示，為避免熱斑效應(yīng)，每個光伏子串都并聯(lián)一個旁路二極管，但是在局部陰影嚴重時，光伏子串會被旁路二極管短路，造成光伏子串的功率獲取率低。圖1（b）所示為PV-BUS 架構(gòu)系統(tǒng)，用單向的DC/DC 變換器代替旁路二極管，每個變換器的初級側(cè)連接光伏子串，次級側(cè)并聯(lián)到光伏模塊的輸出端，并聯(lián)的變換器只需處理光伏子串間的功率差值來實現(xiàn)各光伏子串之間的功率平衡。圖1（c）所示為PV-IP 架構(gòu)系統(tǒng)，相較于PV-BUS 的差別在于：并聯(lián)變換器可實現(xiàn)雙向能量流動，且次級側(cè)與光伏模塊的輸出端不連接。圖2 為圖1 中3 種管架構(gòu)光伏系統(tǒng)的功率輸出特性曲線，虛線為圖1（a）所示架構(gòu)的特性曲線，該曲線呈現(xiàn)多峰值；實線為并聯(lián)變換器架構(gòu)的功率曲線，呈單峰值，系統(tǒng)可使用傳統(tǒng)的MPPT 實現(xiàn)最大功率輸出。

圖1 3種光伏系統(tǒng)架構(gòu)

圖2 功率輸出特性曲線

假設(shè)在正常情況下，單獨運行時，PV1 和PV2 產(chǎn)生功率為10 W，受遮擋的PV3 只能輸出5 W。采用圖1（a）架構(gòu)，當旁路二極管沒有導(dǎo)通時，受制于PV3輸出的電流系統(tǒng)輸出功率為15 W，為局部最大功率點，對應(yīng)圖2 中的B 點；當旁路二極管導(dǎo)通時，PV1 和PV2正常輸出，PV3被短路，系統(tǒng)輸出功率為20 W，對應(yīng)A 點為全局最大功率點。采用圖1（b）架構(gòu)，DPP1和DPP2 各處理5 W 功率，DPP 變換器共處理10 W功率，系統(tǒng)輸出功率為25 W，對應(yīng)C點。采用圖1（c）架構(gòu)時，DPP1 和DPP2各處理W功率，DPP3 處理W 功率，能量流通方向如圖1（c），DPP 變換器共處理W 功率，系統(tǒng)輸出功率為25 W，同樣對應(yīng)C點。PV-BUS與PV-IP兩種架構(gòu)理論上都可以輸出25 W 功率，但是前者DPP 變換器處理的總功率比后者多W，造成的損耗也相對多。

PV-IP 相較于PV-BUS 的優(yōu)點在于使用均壓法時，無需用傳感器來測量DPP 變換器的電流，可降低一定成本。由于PV-IP架構(gòu)的次級側(cè)電壓與光伏模塊無電氣連接，說明次級側(cè)電壓可以自主選擇，即DPP變換器的變比可設(shè)置為優(yōu)化狀態(tài)，從而提高系統(tǒng)效率；此外，PV-IP架構(gòu)中DPP變換器處理的功率也較少，可減少損耗，所以下面分析都是基于PV-IP 架構(gòu)的。

在光照正常的情況下，各光伏子串匹配，DPP 變換器不工作，功率直接由集中式變換器處理，可減少不必要的損耗；在局部陰影下，DPP 變換器只需處理平衡子串所需的功率，使得電流平衡，從而保證每個光伏子串處于最大功率點。

2 控制方法與控制器的設(shè)計

2.1 控制方法

圖3 所示為不同光照下光伏子串功率輸出特性曲線圖。在不同光照下，各光伏子串的MPP 有差異，但各自MPP 電壓近似相等，根據(jù)這一特性提出一種折中的控制方法——均壓法，即控制DPP 變換器實現(xiàn)各光伏子串的輸出電壓相等，就可以消除光伏系統(tǒng)的多峰值現(xiàn)象；再對整個光伏系統(tǒng)采用擾動觀測法實現(xiàn)MPPT 控制，就可以實現(xiàn)每個光伏子串的MPPT。該控制策略相對簡單、穩(wěn)定性好，且保證了較高的功率獲取率。

圖3 光伏子串功率輸出特性曲線

將光伏子串的電壓設(shè)為參考電壓Uref：

其中，Ubus為光伏模塊輸出電壓，n為光伏子串數(shù)量，即DPP 變換器數(shù)量。

設(shè)圖1（c）中DPP 變換器的原邊輸入電流iprii為參考電流irefi:

式中，K（s）為控制系數(shù)，可通過PI 調(diào)節(jié)，電流是電壓的誤差函數(shù)。

采用均壓法控制時，各光伏子串的功率是平衡的。系統(tǒng)到達穩(wěn)態(tài)時，PV-IP 架構(gòu)的串電流平衡到平均值：

其中，iPVi為每個光伏子串產(chǎn)生的電流，ibus為串電流。

2.2 控制器的設(shè)計

如圖4 所示，將光伏子串與DPP 變換器并聯(lián)的模塊稱為增強型光伏子串[15]。DPP 變換器為雙向反激式變換器，將傳統(tǒng)的反激式電路中變壓器副邊的二極管用開關(guān)管代替，以變壓器為中心成對稱結(jié)構(gòu)。其能量流動方式與單向反激式電路相同。以能量從原邊流向副邊為例，此時副邊開關(guān)管總是關(guān)閉的，體二極管作為續(xù)流二極管，反之亦然。雙向反激式變換器存在兩種運行模式：連續(xù)模式（CCM）和斷續(xù)模式（DCM）。在此系統(tǒng)中要求DPP 變換器只能運行在DCM 模式下，一方面可消除二極管反向恢復(fù)的損耗，提高效率，另一方面此時電路動態(tài)特性表現(xiàn)地更為簡單，有利于控制器的設(shè)計，每個DPP 變換器都是自主控制的，兩兩不存在耦合關(guān)系。

圖4 增強型光伏子串

1）光伏子串模型：圖5 為光伏子串的等效模型，該模型包括一個電壓源Ug和電阻Rg，電阻是光伏子串工作在某一點時通過非線性電流-電壓曲線確定的。

圖5 光伏子串等效電路模型

2）DCM模式下電流參考控制占空比：反激型變換器在DCM 狀態(tài)時電路的原邊電流波形如圖6 所示。

圖6 斷續(xù)模式下原邊電流波形

圖中iwmax為原邊的峰值電流:

式中，Lpri為變壓器的初級側(cè)電感感值，T為開關(guān)周期。

根據(jù)平均電流與瞬時電流的關(guān)系:

將式（5）代入（6）得平均電流iprii：

在2.1 中提到，DPP 變換器初級側(cè)電流iprii（t）跟隨當前電流參考irefi（t）可實現(xiàn)子串電壓平衡。設(shè)iprii（t）=irefi（t），代入公式（7），得占空比dprii：

在數(shù)字控制器中，將irefi（t）和測得電壓Upvii（t）作為輸入，可利用查表法來計算占空比。假設(shè)采樣的頻率足夠高，可以認為在一個周期內(nèi)Upvii（t）是一個常數(shù)，占空比dprii與irefi是一一對應(yīng)的精確關(guān)系。

由于DPP 變換器的能量可以雙向流動，因此當初級側(cè)電流基準為負時，即irefi＜0，可以采用相同的方法來計算次級側(cè)開關(guān)管的占空比dseci：

其中，irefi*是由式（10）得到的，Lsec為變壓器副邊電感感值。

圖7 為DPP 變換器的控制框圖。輸入為光伏子串電壓與母線電壓，輸出為PWM 信號。原邊或副邊開關(guān)管的導(dǎo)通取決于irefi的符號，為正時，Qpri導(dǎo)通，Qsec關(guān)斷；為負時，Qpri關(guān)斷，Qsec導(dǎo)通。

圖7 控制框圖

3 仿真驗證與分析

在Matlab 中搭建了PV-IP 仿真模型，仿真模型中用直流電壓源與電阻串聯(lián)代替光伏子串。3 個光伏子串的具體參數(shù)如表1 所示。

表1 光伏子串參數(shù)

系統(tǒng)的主電路圖如圖8 所示，以圖1（c）為基礎(chǔ)架構(gòu)，后接集中式變換器為BOOST 電路。其他器件的仿真參數(shù)：變壓器的額定功率為25 W，變比為1∶3，原邊自感為Lpri=5.1 μH；雙向反激式原邊電容Cpri=100 μF,副邊電容Csec=100 μF；開關(guān)頻率f=50 kHz；升壓電感L=20 μH；母線電容Co=100 μF。

圖8 光伏系統(tǒng)主電路圖

圖9 為3 個等效光伏子串的輸出電壓，當系統(tǒng)到達穩(wěn)態(tài)時，3 塊光伏子串同步進行最大功率點跟蹤，電壓都控制在10 V 左右浮動。

圖9 3個光伏子串輸出電壓

圖10 為3 個DPP 變換器的原邊電流波形。電流ipri1平均值為正，電流ipri3平均值為負，可見PV1 產(chǎn)生部分電流通過DPP1 和DPP3 補償給PV3。ipri2值為零，表明ibus與iPV2的值相等，DPP2 變換器可以直接關(guān)閉，可減少一定的插入損耗。

圖10 3個DPP變換器的原邊電流

圖11 為母線電流ibus，根據(jù)式（3），當系統(tǒng)穩(wěn)定時，電流穩(wěn)定在平均值。計算得出理論值為2.033 A，與仿真中2 A 相差無幾，進一步說明仿真的正確性。

圖11 母線電流ibus

圖12 顯示了并聯(lián)DPP 變換器與并聯(lián)旁路二極管的功率曲線圖。當并聯(lián)旁路二極管時，功率曲線為多峰值，包括一個全局最大功率點和兩個局部最大功率點。當并聯(lián)DPP 變換器時，不僅可消除局部最大功率點，使功率曲線呈現(xiàn)單峰值，而且提高了系統(tǒng)的功率獲取率。

圖12 P-U曲線

4 結(jié)論

為了解決光伏系統(tǒng)的失配問題，文中提出了PV-IP 架構(gòu)，提出以雙向反激式電路為DPP 變換器以及電壓平衡的控制方法，并說明了PV-IP 比PVBUS 的優(yōu)勢，對并聯(lián)旁路二極管架構(gòu)與PV-IP 進行了仿真，結(jié)果表明輸出功率得到了顯著的提高。