車(chē)用永磁同步電機(jī)系統(tǒng)效率提升研究

羅繼濤 李 育

(上海汽車(chē)變速器有限公司， 上海 201807)

0 引言

近些年來(lái)新能源汽車(chē)行業(yè)迅速發(fā)展，消費(fèi)群體不斷擴(kuò)大，尤其伴隨著智能駕駛、智能網(wǎng)聯(lián)概念的興起，購(gòu)車(chē)群體趨于年輕化，購(gòu)買(mǎi)者對(duì)整車(chē)性能的要求不斷提高，同時(shí)對(duì)新能源駕駛體驗(yàn)及續(xù)航里程提出了更苛刻的要求。續(xù)航里程方面新能源汽車(chē)一直無(wú)法讓消費(fèi)者滿意，通過(guò)增加電池容量的方式既受到整車(chē)成本和布置空間的約束。驅(qū)動(dòng)電機(jī)作為新能源車(chē)上功率最大的用電零部件，其系統(tǒng)效率備受關(guān)注，尤其是中低轉(zhuǎn)速下效率的提升極為重要，因此國(guó)內(nèi)外專家學(xué)者對(duì)驅(qū)動(dòng)電機(jī)效率提升從各自領(lǐng)域做了深入的研究。

影響電機(jī)系統(tǒng)效率的因素主要有軟件控制策略、電機(jī)電磁設(shè)計(jì)方案和逆變器功率損耗。軟件控制策略因素主要分為如下三種：一最大轉(zhuǎn)矩電流比控制策略，二基于損耗模型的效率優(yōu)化控制策略(Loss Minimizing Control, LMC)，三基于輸入功率最小優(yōu)化控制策略[1]。文獻(xiàn)[1]提出一種基于開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化的直接轉(zhuǎn)矩控制電機(jī)系統(tǒng)效率優(yōu)化的控制方法。文獻(xiàn)[2]分析了損耗與勵(lì)磁電流和轉(zhuǎn)速的關(guān)系，提出了一種不同條件下的最優(yōu)控制方法。文獻(xiàn)[3-4]對(duì)比研究了最小損耗模型和最大轉(zhuǎn)矩電流比兩種控制策略對(duì)電機(jī)效率的影響，通過(guò)仿真手段證明基于最小損耗模型的方法在提高永磁同步電機(jī)效率方面更有效。文獻(xiàn)[5]提出了一種永磁同步電機(jī)高效快響應(yīng)智能集成控制策略，電機(jī)運(yùn)行在穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，將基于損耗模型的優(yōu)化策略和輸入功率最小的效率優(yōu)化方法相結(jié)合，對(duì)電機(jī)控制系統(tǒng)進(jìn)行效率優(yōu)化。文獻(xiàn)[6]分析了參數(shù)變化對(duì)電機(jī)運(yùn)行時(shí)系統(tǒng)效率優(yōu)化的影響，通過(guò)分析得出，并非所有參數(shù)對(duì)優(yōu)化電流都存在影響。文獻(xiàn)[7]提出一種基于約束條件參數(shù)值對(duì)能耗的相關(guān)度的參數(shù)優(yōu)化方法，并根據(jù)此方法，在兩個(gè)不同的循環(huán)工況對(duì)電機(jī)結(jié)構(gòu)參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化。文獻(xiàn)[8]提出了一種電機(jī)設(shè)計(jì)方法，引入了能量效率中心點(diǎn)概念，實(shí)現(xiàn)在 NEDC(New European Drive Cycle)路譜工況下對(duì)電機(jī)能耗和效率的快速評(píng)估，為電機(jī)效率的定向優(yōu)化設(shè)計(jì)提供依據(jù)。逆變器功率損耗因素，碳化硅功率器件憑借更低的導(dǎo)通電阻，更短的導(dǎo)通時(shí)間，更高的開(kāi)關(guān)頻率以及更小的反向恢復(fù)電流，相較于傳統(tǒng)硅基功率器件能擁有更低的開(kāi)關(guān)損耗。因此碳化硅電機(jī)驅(qū)動(dòng)器輸出的電流波形比硅基電機(jī)驅(qū)動(dòng)器輸出的電流波形更接近于理想波形，從而減小電流總諧波畸變率(Total Harmonic Distortion, THD)，提高電機(jī)控制效率和整車(chē)動(dòng)力系統(tǒng)效率，根據(jù)實(shí)測(cè)碳化硅控制器的效率有比較明顯的提升，比硅控制器高效區(qū)面積擴(kuò)大了約 5%[9-12]。

綜上所述，碳化硅MOSFET是一種比較理想的開(kāi)關(guān)器件，有高效及耐高溫的優(yōu)勢(shì)，但是單件成本高，電磁干擾問(wèn)題，封裝設(shè)計(jì)問(wèn)題，模塊保護(hù)設(shè)計(jì)問(wèn)題，依然比較突出，雖然有些學(xué)者從軟件策略方面提出了優(yōu)化方案，但是對(duì)電機(jī)參數(shù)的依賴或大量復(fù)雜迭代運(yùn)算對(duì)于產(chǎn)品量產(chǎn)應(yīng)用帶來(lái)了很大挑戰(zhàn)。

本文提出一種基于IGBT逆變器的軟件變頻控制方法，該方法即可以識(shí)別堵轉(zhuǎn)工況自動(dòng)降頻，又可以將電機(jī)當(dāng)前的轉(zhuǎn)矩及轉(zhuǎn)速作為輸入通過(guò)線性查表方式實(shí)現(xiàn)連續(xù)變頻，通過(guò)臺(tái)架標(biāo)定后可實(shí)現(xiàn)電機(jī)系統(tǒng)效率提升。

1 電機(jī)控制原理及軟件架構(gòu)

車(chē)用永磁同步電機(jī)控制原理[13]如圖1，電機(jī)控制器通過(guò)整車(chē)CAN網(wǎng)絡(luò)接收VCU發(fā)送的電機(jī)控制模式、指令轉(zhuǎn)速、指令轉(zhuǎn)矩等信息，經(jīng)過(guò)軟件中的CAN信息收發(fā)模塊解析后將信息傳送給轉(zhuǎn)矩協(xié)調(diào)模塊，轉(zhuǎn)矩協(xié)調(diào)模塊結(jié)合故障診斷模塊的故障碼對(duì)指令做限功率或其他后處理，之后將轉(zhuǎn)矩或轉(zhuǎn)速指令傳遞給電機(jī)控制模塊及變頻控制模塊，電機(jī)控制模塊根據(jù)轉(zhuǎn)矩協(xié)調(diào)模塊及變頻模塊的輸入信息，以矢量控制原理為基礎(chǔ)結(jié)合MTPA算法及弱磁控制算法經(jīng)過(guò)SVPWM處理后輸出三相PWM占空比，經(jīng)過(guò)主控芯片Infineon TC277的CCU6外設(shè)輸出中間對(duì)稱且上下橋互補(bǔ)的PWM信號(hào)，再通過(guò)硬件驅(qū)動(dòng)6路IGBT輸出電壓，最終實(shí)現(xiàn)車(chē)用永磁同步電機(jī)的閉環(huán)控制。

圖1 電機(jī)控制原理

2 變頻控制策略設(shè)計(jì)

2.1 組件包圖及數(shù)據(jù)流圖

本文控制策略采用UML(統(tǒng)一建模語(yǔ)言)設(shè)計(jì)，在原有電機(jī)控制軟件基礎(chǔ)上優(yōu)化變頻控制策略組件，如圖2變頻控制模塊包圖，變頻控制組件名稱為SWC_VF，其中由三個(gè)runnable組成分別是FSD，PFR，PAR。FSD模塊負(fù)責(zé)根據(jù)識(shí)別當(dāng)前頻率狀態(tài)，PFR輸出PWM頻率供其他模塊使用，PAR模塊負(fù)責(zé)根據(jù)不同頻率調(diào)節(jié)輸出電流環(huán)PI參數(shù)，使得在不同頻率下都能輸出平穩(wěn)的電流。

圖2 變頻控制模塊包圖

變頻控制模塊數(shù)據(jù)流如圖3，電機(jī)轉(zhuǎn)速信號(hào)Velocity及轉(zhuǎn)矩信號(hào)Torque作為FSD模塊輸入經(jīng)過(guò)內(nèi)部處理后輸出電機(jī)轉(zhuǎn)速，轉(zhuǎn)矩及當(dāng)前頻率狀態(tài)信號(hào)PwmFreqState，PFR模塊根據(jù)FSD模塊的輸出信號(hào)決策輸出PWM的頻率數(shù)值Freq，PAR模塊接收Velocity及Freq信號(hào)內(nèi)部處理后輸出D軸PI參數(shù)DxkpDxki,Q軸PI參數(shù)QxkpQxki，用于電機(jī)控制模塊的電流環(huán)控制。

圖3 變頻模塊數(shù)據(jù)流圖

2.2 FSD模塊設(shè)計(jì)

FSD模塊采用狀態(tài)機(jī)方式實(shí)現(xiàn)，如圖4所示。系統(tǒng)上電后進(jìn)入默認(rèn)狀態(tài)PWM0，PwmFreqState賦值為5 k，當(dāng)轉(zhuǎn)矩大于200 N·m(可標(biāo)定)且轉(zhuǎn)速小于50 r/min(可標(biāo)定)持續(xù)一段時(shí)間后則進(jìn)入堵轉(zhuǎn)降頻狀態(tài)PWM1，PwmFreqState賦值為2 k，當(dāng)狀態(tài)處于PWM1后，轉(zhuǎn)矩小于50 N·m(可標(biāo)定)或轉(zhuǎn)速大于200 r/min(可標(biāo)定)持續(xù)一段時(shí)間后進(jìn)入狀態(tài)PWM0；當(dāng)狀態(tài)處于PWM0轉(zhuǎn)速大于300 r/min(可標(biāo)定)持續(xù)一段時(shí)間后，則進(jìn)入狀態(tài)PWM2，PwmFreqState賦值為連續(xù)變頻，當(dāng)狀態(tài)處于PWM2后轉(zhuǎn)速小于250 r/min(可標(biāo)定)持續(xù)一段時(shí)間，則進(jìn)入PWM0狀態(tài)。

圖4 變頻狀態(tài)機(jī)

2.3 PFR模塊設(shè)計(jì)

PFR模塊判斷邏輯如圖5，首先判斷當(dāng)前是否為2 k狀態(tài)，是則Freq賦值為2 000，否則判斷當(dāng)前狀態(tài)是否為5 k，是則Freq賦值為5 000，否則進(jìn)入連續(xù)變頻狀態(tài)，連續(xù)變頻狀態(tài)將根據(jù)當(dāng)前轉(zhuǎn)速與轉(zhuǎn)矩做查表，頻率范圍5 kHz～10 kHz，具體數(shù)值不同電機(jī)系統(tǒng)需要搭載電機(jī)臺(tái)架做匹配標(biāo)定。

圖5 PWM頻率輸出活動(dòng)圖

2.4 PAR模塊設(shè)計(jì)

PAR模塊設(shè)計(jì)如圖6，D、Q的PI參數(shù)與PWM頻率及電機(jī)轉(zhuǎn)速有關(guān)，因此Dxkp, Dxki, Qxkp, Qxki,分別根據(jù)轉(zhuǎn)速及頻率做查表，具體數(shù)值不同電機(jī)系統(tǒng)需要搭載電機(jī)臺(tái)架做匹配標(biāo)定。

圖6 PI參數(shù)處理圖

3 模型搭建及仿真

本文軟件為基于模型開(kāi)發(fā)，MATLAB Simulink采用圖形化語(yǔ)言，具有易于實(shí)現(xiàn)，方便技術(shù)交流，測(cè)試資源豐富的特點(diǎn)，因此軟件根據(jù)前述設(shè)計(jì)并采用 Simulink搭建模型如圖7，Simulink test工具箱可協(xié)助開(kāi)發(fā)者為模型和生成的代碼編寫(xiě)基于仿真的測(cè)試，以及管理和執(zhí)行這些測(cè)試如圖8，測(cè)試環(huán)境中，左側(cè)為測(cè)試用例的輸入，對(duì)功能驗(yàn)證所需的變量進(jìn)行設(shè)定；中間為被測(cè)對(duì)象，即連續(xù)變頻組件；右邊為測(cè)試結(jié)果的輸出，組成了該模塊的MIL測(cè)試環(huán)境。

圖7 Simulink模型

圖8 Simulink測(cè)試環(huán)境

4 驗(yàn)證

本文提出的變頻控制策略驗(yàn)證樣機(jī)使用的是上海汽車(chē)變速器公司自主開(kāi)發(fā)的S-EDS150kW電橋系統(tǒng)，由于提出的變頻控制策略只針對(duì)于中、低速段，因此驗(yàn)證工況定義為500 r/min～5 000 r/min以500 r/min等間隔分布，每個(gè)轉(zhuǎn)速點(diǎn)轉(zhuǎn)矩0 N·m～280 N·m以20 N·m等間隔分布，如下HIL測(cè)試為軟硬件系統(tǒng)集成測(cè)試，目的為驗(yàn)證軟件策略搭載硬件后是否可以滿足功能需求，臺(tái)架測(cè)試為電驅(qū)系統(tǒng)集成測(cè)試，目的為對(duì)比變頻控制策略與固定頻率控制策略的系統(tǒng)效率差異。

連續(xù)變頻參數(shù)設(shè)置如表1，橫軸為電機(jī)轉(zhuǎn)速單位為r/min,縱軸為電機(jī)轉(zhuǎn)矩單位為N·m，表格內(nèi)為PWM頻率單位為Hz。

表1 連續(xù)變頻表

4.1 HIL測(cè)試

軟件集成后通過(guò)編譯器編譯后生成HEX文件，將程序刷寫(xiě)至HIL測(cè)試臺(tái)架如圖9，從圖10數(shù)據(jù)分析可知，在扭矩從0 N·m上升到220 N·m左右(轉(zhuǎn)速保持為0 r/min)，軟件判斷為堵轉(zhuǎn)狀態(tài)，PWM開(kāi)關(guān)頻率由5 kHz降至2 kHz，實(shí)現(xiàn)了堵轉(zhuǎn)降頻的功能。同時(shí)，在扭矩從220 N·m下降到0 N·m后，軟件退出堵轉(zhuǎn)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)頻率由2 kHz恢復(fù)至5 kHz，PWM開(kāi)關(guān)頻率恢復(fù)至正常狀態(tài)。從圖11數(shù)據(jù)分析可知，當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速?gòu)? r/min到10 000 r/min連續(xù)變化時(shí)，PWM開(kāi)關(guān)頻率隨電機(jī)轉(zhuǎn)速線性變化，在線性變化區(qū)(2 000 r/min～4 000 r/min，可標(biāo)定)，從5 kHz線性變化到10 kHz；由高速降到低速過(guò)程中，也符合開(kāi)關(guān)頻率線性變化的要求，驗(yàn)證了線性變頻功能。

圖9 HIL測(cè)試臺(tái)架

圖10 堵轉(zhuǎn)降頻

圖11 連續(xù)變頻

4.2 臺(tái)架測(cè)試

電力測(cè)功機(jī)臺(tái)架如圖12，效率測(cè)量設(shè)備使用橫河高精度功率分析儀WT3000E，對(duì)比有變頻控制策略及無(wú)變頻控制策略兩版軟件的效率數(shù)據(jù)差異，如圖13為有變頻策略系統(tǒng)效率減固定10 k頻率策略系統(tǒng)效率得到的差值，通過(guò)圖中數(shù)據(jù)可以直觀地看到1 500 r/min以下系統(tǒng)效率大幅提升，尤其在中小轉(zhuǎn)矩效率提升明顯，最大值可達(dá)到約2%，1 500 r/min以上系統(tǒng)效率提升略小約0.2%。

圖12 測(cè)功機(jī)測(cè)試臺(tái)架

圖13 有無(wú)變頻策略系統(tǒng)效率對(duì)比圖

5 結(jié)論

本文提出的變頻控制策略在不增加現(xiàn)有硬件物料成本的前提下，可實(shí)現(xiàn)電機(jī)系統(tǒng)的效率提升，具有方法簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，通過(guò)數(shù)據(jù)證明在低轉(zhuǎn)速段中小轉(zhuǎn)矩區(qū)間效率提升最大可達(dá)2%，中速段效率也有不同程度提升，由于整車(chē)NEDC循環(huán)工況大多處于低速中小轉(zhuǎn)矩，因此本文變頻控制策略也會(huì)有助于整車(chē)增加續(xù)航里程。