基于雙側(cè)LCC的全雙工無(wú)線電能傳輸能量信號(hào)并行傳輸系統(tǒng)

王佩月 左志平 孫 躍,2 李小飛 范元雙

基于雙側(cè)LCC的全雙工無(wú)線電能傳輸能量信號(hào)并行傳輸系統(tǒng)

王佩月1左志平1孫 躍1,2李小飛1范元雙1

（1. 重慶大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 重慶 400030 2. 重慶大學(xué)復(fù)雜系統(tǒng)安全與控制教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 重慶 400030）

無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)的監(jiān)測(cè)、控制等操作需要基于信號(hào)傳輸技術(shù)實(shí)現(xiàn)，能量信號(hào)并行傳輸技術(shù)是一種基于無(wú)線傳能通道實(shí)現(xiàn)的信號(hào)傳輸技術(shù)。該文提出一種基于雙側(cè)LCC補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的WPT能量信號(hào)并行傳輸系統(tǒng)，該系統(tǒng)在實(shí)現(xiàn)無(wú)線電能傳輸（WPT）系統(tǒng)原邊和負(fù)載恒流的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)信號(hào)雙向傳輸且不影響能量通道的諧振狀態(tài)。通過(guò)對(duì)信號(hào)通道的阻抗和電壓增益的分析，基于香農(nóng)第二定理提出一種穩(wěn)定的雙頻全雙工信號(hào)通信信道參數(shù)設(shè)計(jì)方法，通過(guò)調(diào)節(jié)信道電阻提升信號(hào)傳輸速率并保證信號(hào)傳輸?shù)脑鲆?，同時(shí)抑制能量通道對(duì)信號(hào)的干擾。最后，通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)平臺(tái)對(duì)所提結(jié)構(gòu)進(jìn)行驗(yàn)證，證實(shí)了能量傳輸未受到信號(hào)通道的影響，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了可靠穩(wěn)定的全雙工信號(hào)傳輸。

無(wú)線電能傳輸 信號(hào)傳輸 共享傳輸通道 載波調(diào)制

0 引言

無(wú)線電能傳輸（Wireless Power Transfer, WPT）技術(shù)因其高效、靈活、穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)應(yīng)用于多個(gè)領(lǐng)域中，如電動(dòng)汽車、手機(jī)、傳感器、醫(yī)療設(shè)備[1-4]等。在WPT技術(shù)應(yīng)用中，能量的反饋控制、系統(tǒng)的狀態(tài)監(jiān)測(cè)、電池荷電狀態(tài)（State of Charge, SOC）的信息上傳、負(fù)載和異物檢測(cè)都不可避免地需要在發(fā)射端和接收端進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，因此，關(guān)于能量信號(hào)并行傳輸（Simultaneous Wireless Power and Data Transfer, SWPDT）技術(shù)的研究逐漸受到關(guān)注。如今，SWPDT技術(shù)應(yīng)用中對(duì)全雙工通信的需求越來(lái)越多，比如，移動(dòng)機(jī)器人無(wú)線充電[5]、手機(jī)無(wú)線充電[6]、電動(dòng)汽車動(dòng)態(tài)無(wú)線供電[7]等，信號(hào)單向傳輸難以滿足系統(tǒng)的通信需求，因此，具有全雙工通信能力的信號(hào)傳輸系統(tǒng)成為目前研究的熱點(diǎn)。

目前，廣泛使用的信號(hào)傳輸技術(shù)包括NFC技術(shù)、藍(lán)牙模塊、RFID、Wi-Fi模塊、ZigBee等，然而，這些成熟通信模塊應(yīng)用在WPT系統(tǒng)中存在一些問(wèn)題[8-9]：一方面，藍(lán)牙、ZigBee、Wi-Fi等通信建立時(shí)間較長(zhǎng)，同時(shí)存在信息交互過(guò)程的穩(wěn)定性問(wèn)題；另一方面，這些模塊與許多射頻通信設(shè)備（IEEE 802.11）的頻段相近，相互之間容易產(chǎn)生干擾，甚至在有些場(chǎng)合（如海洋水下環(huán)境[10]等）WPT系統(tǒng)應(yīng)用中很難實(shí)現(xiàn)。因此，一種快速、穩(wěn)定和可靠地實(shí)現(xiàn)信號(hào)傳輸?shù)腤PT系統(tǒng)能量信號(hào)并行傳輸技術(shù)引起了人們的高度重視。

SWPDT系統(tǒng)是基于WPT能量傳輸通道同時(shí)進(jìn)行信號(hào)傳輸?shù)南到y(tǒng)。SWPDT系統(tǒng)目前有能量調(diào)制法和獨(dú)立載波法兩種實(shí)現(xiàn)方式。能量調(diào)制法主要是通過(guò)能量波的幅值、頻率和相位等參數(shù)變化實(shí)現(xiàn)信號(hào)調(diào)制[11-15]。然而能量調(diào)制法存在能量波動(dòng)問(wèn)題，信號(hào)調(diào)制過(guò)程會(huì)導(dǎo)致能量傳輸不穩(wěn)定。

獨(dú)立載波法是利用遠(yuǎn)高于能量諧振頻率的獨(dú)立載波進(jìn)行信號(hào)調(diào)制。由于在能量耦合線圈上存在能量波和信號(hào)調(diào)制波，兩個(gè)頻率下能量通道與信號(hào)通道相互影響，因此，獨(dú)立載波方法的關(guān)鍵在于信號(hào)調(diào)制波的注入與分離。目前，應(yīng)用最廣泛的為串聯(lián)式和并聯(lián)式，它們是將信號(hào)調(diào)制波利用互感耦合器串聯(lián)或并聯(lián)的方式連接到能量耦合線圈上。文獻(xiàn)[16-18]采用并聯(lián)式的注入與拾取，并聯(lián)式可以提升信號(hào)傳輸?shù)脑鲆?，但是能量與信號(hào)之間串?dāng)_嚴(yán)重，通過(guò)增設(shè)阻波網(wǎng)絡(luò)和采用復(fù)合諧振網(wǎng)絡(luò)可以減小相互之間的串?dāng)_。文獻(xiàn)[19-20]采用串聯(lián)式注入信號(hào)雙向傳輸WPT系統(tǒng)，串聯(lián)式的傳輸增益較小，因此，需要對(duì)互感耦合器參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，提升信號(hào)傳輸?shù)姆€(wěn)定性。此外，還有并聯(lián)串聯(lián)結(jié)合的方式[21]、部分線圈注入式[22-23]和寄生電容注入式[24-25]，它們的研究目標(biāo)在于能量頻率和信號(hào)載波頻率下避免相互影響。獨(dú)立載波法相較于能量調(diào)制可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的能量傳輸，但是信號(hào)傳輸極易受到能量諧波和外界噪聲的干擾，容易導(dǎo)致信號(hào)傳輸失敗。

SWPDT的兩種傳輸方式應(yīng)用在全雙工模式下仍存在一些問(wèn)題——能量調(diào)制法很難實(shí)現(xiàn)信號(hào)的雙向同步傳輸；獨(dú)立載波法的雙向信號(hào)傳輸存在相互干擾，影響信號(hào)傳輸?shù)姆€(wěn)定性。目前，SWPDT系統(tǒng)全雙工通信的研究主要針對(duì)實(shí)現(xiàn)途徑。文獻(xiàn)[26]提出一種基于快速傅里葉變換（Fast Fourier Trans- formation, FFT）運(yùn)算的頻域解調(diào)方法，將雙向信號(hào)載波以及電能串?dāng)_信號(hào)映射至頻域中，依靠其頻域的分離特性實(shí)現(xiàn)雙向信號(hào)的實(shí)時(shí)解調(diào)。文獻(xiàn)[27]提出一種基于串聯(lián)式信號(hào)注入和提取的全雙工SWPDT系統(tǒng)，利用正反向傳輸通道不同諧振頻率進(jìn)行全雙工通信。文獻(xiàn)[28]提出一種干擾補(bǔ)償控制策略，信號(hào)接收端的輸出電壓經(jīng)過(guò)幅值和相位補(bǔ)償?shù)玫叫盘?hào)發(fā)射端原始電壓，避免了同側(cè)信號(hào)源干擾。信號(hào)全雙工通信的關(guān)鍵在于如何避免雙向信號(hào)通道間的相互干擾。

本文基于并聯(lián)式方法實(shí)現(xiàn)信號(hào)調(diào)制波的加載與提取，提出一種基于信噪比和帶寬，以信號(hào)增益和信號(hào)傳輸速率為指標(biāo)的信號(hào)通道參數(shù)設(shè)計(jì)方法，保證信號(hào)傳輸不受到能量干擾電壓的影響，且能夠?qū)崿F(xiàn)全雙工通信。雙側(cè)LCC型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)原邊恒流與負(fù)載恒流，從而實(shí)現(xiàn)更加穩(wěn)定的能量傳輸，是目前無(wú)線電能傳能系統(tǒng)中應(yīng)用較廣泛的拓?fù)湫问?。信?hào)的通道并聯(lián)注入方式可以避免對(duì)能量諧振產(chǎn)生影響。同時(shí)，通過(guò)對(duì)信號(hào)通道的參數(shù)配置減小能量對(duì)信號(hào)的干擾，并實(shí)現(xiàn)正反向信號(hào)不同頻的全雙工通信。

1 全雙工SWPDT系統(tǒng)阻抗分析

SWPDT系統(tǒng)典型結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中，能量傳輸發(fā)射端包含了整流濾波、高頻逆變、諧振網(wǎng)絡(luò)等環(huán)節(jié)，能量耦合機(jī)構(gòu)通過(guò)磁耦合諧振的方式將電能傳輸?shù)浇邮斩?，并?jīng)過(guò)諧振網(wǎng)絡(luò)、整流濾波后傳輸?shù)截?fù)載端，為負(fù)載供電。信號(hào)通道的發(fā)射端包含載波發(fā)生器、濾波器、乘法器、調(diào)制電路、放大電路等，并通過(guò)互感變壓器并聯(lián)到能量耦合機(jī)構(gòu)上。調(diào)制波與能量波一同傳輸?shù)浇邮斩?，再?jīng)過(guò)調(diào)諧、濾波、信號(hào)解調(diào)、比較電路等環(huán)節(jié)后，復(fù)原出信號(hào)。

圖1 SWPDT系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

SWPDT系統(tǒng)有多種信號(hào)注入和提取方法，并聯(lián)式的方法可以很好地抑制信號(hào)對(duì)能量的影響。本文選取LCC-LCC型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行討論。LCC諧振補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)不僅有原邊線圈恒流、負(fù)載恒流的特性，還具有更好的濾波特性，可以有效阻隔能量通道和信號(hào)通道[29-30]。

SWPDT系統(tǒng)雙側(cè)LCC型補(bǔ)償拓?fù)潆娐啡鐖D2所示，圖中，Q1～Q4為逆變電路的4個(gè)MOSFET管，p與s為發(fā)射端和接收端的諧振電容，p與s為發(fā)射線圈與接收線圈。在能量通道上的阻波網(wǎng)絡(luò)由兩個(gè)LC并聯(lián)帶阻電路構(gòu)成，能量通道的阻波網(wǎng)絡(luò)如圖3所示，阻波網(wǎng)絡(luò)用來(lái)阻隔能量通道與信號(hào)通道之間的阻抗影響。信號(hào)通道上的阻波網(wǎng)絡(luò)由一組LC并聯(lián)帶阻電路構(gòu)成，用來(lái)阻隔正向與反向信號(hào)傳輸之間的阻抗影響。LC并聯(lián)阻波網(wǎng)絡(luò)與有源濾波、二階濾波等網(wǎng)絡(luò)相比結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，且更容易實(shí)現(xiàn)LCC電路的配諧。阻波網(wǎng)絡(luò)的中心頻率分別為信號(hào)傳輸?shù)妮d波頻率d1和d2，有

圖3 能量通道的阻波網(wǎng)絡(luò)

式中，b和b分別為L(zhǎng)C并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的電感與電容。能量傳輸頻率遠(yuǎn)小于信號(hào)傳輸頻率，設(shè)d1=1p，d2=2p，1和2遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于10。信號(hào)正向傳輸通道的阻波頻率為反向傳輸頻率d2，反向傳輸通道的阻波頻率為正向傳輸頻率d1。

信號(hào)通道的互感耦合器電感與調(diào)諧電容組成調(diào)諧電路，并與能量線圈并聯(lián)。信號(hào)正向傳輸方向依次經(jīng)過(guò)：sig1、互感耦合器TX1、調(diào)諧電容TX1、調(diào)節(jié)電阻TX1、能量耦合線圈p和s、調(diào)諧電容RX1、調(diào)節(jié)電阻RX1、互感耦合器RX1和信號(hào)接收端，載波頻率為d1。反向傳輸?shù)耐ǖ罏椋簊ig2、互感耦合器TX2、調(diào)諧電容TX2、調(diào)節(jié)電阻TX2、能量耦合線圈p和s、調(diào)諧電容RX2、調(diào)節(jié)電阻RX2、互感耦合器RX2和信號(hào)接收端，載波頻率為d2。

1.1 能量傳輸通道阻抗分析

在能量進(jìn)行傳輸時(shí)，信號(hào)源視為短路，系統(tǒng)原邊等效電路如圖4所示。TX1為信號(hào)通道發(fā)射回路TX1的阻抗，RX2為信號(hào)通道接收回路RX2的阻抗。

圖4 能量傳輸時(shí)系統(tǒng)等效電路

兩條信號(hào)支路的阻抗分別為

式中，b3和b4分別為信號(hào)支路TX1和RX2上的阻波網(wǎng)絡(luò)阻抗。b3的阻波頻率為d2，b4的阻波頻率為d1。b3和b4在能量頻率下可以等效為阻波網(wǎng)絡(luò)的電感值，有

式中，b3為等效電感值；為角頻率。

式中，r為反射阻抗；in和In分別為輸入電壓和輸入電流。根據(jù)LCC諧振參數(shù)匹配原理，并考慮阻波網(wǎng)絡(luò)電感值的補(bǔ)償可得

將式（5）代入式（4）中可得

雙側(cè)LCC諧振網(wǎng)絡(luò)的原邊電流具有恒流的效果，線圈電流p只與輸入電壓in、電感1有關(guān)。

副邊等效電路拓?fù)渑c原邊類似，信號(hào)支路TX2與RX1的阻抗在能量傳輸頻率下呈高阻抗，不影響能量的諧振。同理，對(duì)雙側(cè)LCC的副邊進(jìn)行方程聯(lián)立，有

式中，為線圈間的互感；L和L分別為負(fù)載電流和電阻。

副邊的諧振頻率與原邊相同，有

將式（8）代入式（7）中，得到負(fù)載電流和輸出功率為

由式（9）可得，雙側(cè)LCC結(jié)構(gòu)的線圈電流保持恒定，那么，負(fù)載電流只與互感和2有關(guān)。通過(guò)以上分析，SWPDT系統(tǒng)在能量傳輸時(shí)信號(hào)支路高阻抗的特性對(duì)能量通道的影響可忽略。增設(shè)了阻波網(wǎng)絡(luò)b1和b2后，LCC的諧振參數(shù)需要考慮阻波網(wǎng)絡(luò)的電感值，補(bǔ)償消除掉電感值對(duì)諧振參數(shù)的影響，能量通道才能保持處于諧振狀態(tài)，SWPDT系統(tǒng)以高效率進(jìn)行能量傳輸。

1.2 信號(hào)傳輸通道阻抗分析

以正向傳輸為例，分析SWPDT系統(tǒng)的阻抗。能量通道的發(fā)射源與信號(hào)反向傳輸發(fā)射源都視為短路，系統(tǒng)等效電路如圖5所示。

圖5 信號(hào)正向傳輸時(shí)等效電路

正向信號(hào)傳輸時(shí)，能量通道和信號(hào)支路RX2由于阻波網(wǎng)絡(luò)的作用呈高阻抗，不影響信號(hào)發(fā)射回路TX1的阻抗。

可得信號(hào)發(fā)射回路TX1的諧振關(guān)系為

信號(hào)接收回路RX1與TX1的載波頻率一致，可得RX1回路的諧振參數(shù)關(guān)系為

反向傳輸與正向的阻抗分析一致，不再贅述。信號(hào)反向傳輸通道的諧振頻率與TX2、RX2的參數(shù)關(guān)系為

由以上分析可知，能量通道的阻波網(wǎng)絡(luò)減小了能量通道對(duì)信號(hào)通道的影響，而信號(hào)通道上的阻波網(wǎng)絡(luò)阻隔了對(duì)向傳輸頻率的載波，同時(shí)信號(hào)通道各個(gè)回路的諧振匹配關(guān)系需要考慮阻波網(wǎng)絡(luò)的阻抗。

2 SWPDT系統(tǒng)信道增益分析

上述阻抗分析表明了雙側(cè)LCC結(jié)構(gòu)的能量通道在增設(shè)了阻波網(wǎng)絡(luò)后，并聯(lián)注入和提取方式并不影響能量傳輸?shù)闹C振，也減小了信號(hào)支路之間的阻抗影響。然而，即便如此，信號(hào)傳輸過(guò)程仍然可能因?yàn)槟芰狂詈蠙C(jī)構(gòu)的劇烈衰減造成信號(hào)傳輸失敗。同時(shí)，當(dāng)能量傳輸功率很高時(shí)，信號(hào)通道在能量源作用下仍然會(huì)受到干擾。因此，需要針對(duì)信號(hào)傳輸電壓增益及能量通道對(duì)信號(hào)的干擾電壓增益進(jìn)行分析。

2.1 信號(hào)傳輸?shù)碾妷涸鲆?/h3>

通過(guò)第1節(jié)的阻抗分析可知，阻波網(wǎng)絡(luò)使得能量通道和信號(hào)支路RX2呈高阻抗特性，因此，分析時(shí)忽略能量通道和RX2的阻抗影響，信號(hào)正向傳輸?shù)牡刃щ娐啡鐖D6所示。

圖6 信號(hào)通道傳輸?shù)刃щ娐?/p>

由式（11）～式（13）可知，信號(hào)通道中的TX1與RX1回路為諧振狀態(tài)。圖6中，TX1與RX1回路分為5個(gè)部分的阻抗，有

式中，TX1和RX1分別為互感耦合器TX1和RX1的互感。

正向傳輸?shù)母鱾€(gè)部分電壓增益為

由此可得，正向傳輸?shù)碾妷涸鲆鏋?/p>

反向傳輸?shù)碾妷涸鲆媾c正向傳輸?shù)姆治雠c正向類似，這里不再贅述，通過(guò)阻抗分析得到信號(hào)反向傳輸?shù)碾妷涸鲆鏋閐2。

2.2 能量傳輸?shù)母蓴_電壓增益

能量通道進(jìn)行傳輸時(shí)，信號(hào)支路雖然為高阻抗，但是接收回路RX1仍然會(huì)受到能量的干擾，能夠感應(yīng)到干擾電壓pd。LCC的恒流特性使得原邊線圈電流為式（6），其簡(jiǎn)化電路如圖7所示。

圖7 能量通道對(duì)信號(hào)正向傳輸?shù)母蓴_電壓

圖7中，s為能量通道接收端的阻抗，它由諧振網(wǎng)絡(luò)s、2、2、阻波網(wǎng)絡(luò)b和負(fù)載L組成。與信號(hào)傳輸電壓增益類似，圖中的信號(hào)通道可以分為以下幾個(gè)部分，有

正向傳輸各個(gè)部分受到的能量干擾增益為

可得能量傳輸對(duì)信號(hào)正向傳輸?shù)母蓴_電壓增益為

信號(hào)的反向傳輸同樣受到能量的干擾，與正向傳輸?shù)母蓴_電壓增益分析類似，通過(guò)阻抗分析可得反向傳輸能量干擾電壓增益為pd2。信號(hào)正反向傳輸之間的干擾電壓遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于能量干擾電壓，因此，信號(hào)傳輸?shù)脑肼曋饕獊?lái)源是能量干擾電壓，信號(hào)正反向傳輸?shù)母蓴_電壓可忽略不計(jì)。

2.3 信號(hào)通道信噪比及帶寬

根據(jù)香農(nóng)第二定理，信號(hào)傳輸?shù)男诺廊萘颗c信道帶寬、信噪比成正比，信號(hào)傳輸速率小于信道容量時(shí)，信號(hào)傳輸性能最好，誤碼率最小，更有利于能量信號(hào)并行傳輸。因此，基于信道帶寬和信噪比設(shè)計(jì)信道參數(shù)，可以實(shí)現(xiàn)更加穩(wěn)定的信號(hào)雙向傳輸。香農(nóng)第二定理的表達(dá)式為

式中，為信號(hào)容量；為信道帶寬；/為信噪比，它由信號(hào)傳輸輸出電壓和能量干擾電壓得到，正向傳輸?shù)?為

信號(hào)通道的帶寬為

式中，為角頻率；為信號(hào)通道的品質(zhì)因數(shù)。由品質(zhì)因數(shù)的定義可得

式中，1和2為信道正向傳輸原邊電感總和及副邊電感總和，有

信號(hào)傳輸?shù)淖罡咚俾什怀^(guò)信號(hào)容量，而在實(shí)際應(yīng)用中，由于實(shí)際寬帶比理論值要小，信號(hào)有效傳輸速率比理論值小，即必須滿足

這表明SWPDT系統(tǒng)信道參數(shù)得出的信噪比必須滿足式（25）才能保證信號(hào)傳輸?shù)男阅堋?/p>

3 信道參數(shù)的傳輸性能分析

SWPDT系統(tǒng)的能量通道確定的情況下，信號(hào)通道參數(shù)決定了信號(hào)傳輸性能。上述分析得出了信號(hào)傳輸信噪比與信道帶寬之間的關(guān)系，由此也得出了信道參數(shù)設(shè)計(jì)的基本原則：

（1）信號(hào)接收回路的輸出電壓必須大于參考值ref，否則解調(diào)電路無(wú)法識(shí)別出信號(hào)。

（2）傳輸速率必須小于信號(hào)傳輸最大容量，有

即信道參數(shù)設(shè)計(jì)必須滿足式（26）。當(dāng)SWPDT系統(tǒng)采用幅移鍵控調(diào)制方法時(shí)，信號(hào)上升時(shí)間需要數(shù)個(gè)完整的載波，因此，最大傳輸速率的閾值設(shè)為信號(hào)容量的1/10。信號(hào)參考電壓Uref由解調(diào)電路的比較電路電壓Vref確定，信號(hào)解調(diào)電路如圖8所示，輸出電壓值必須大于Vref/n，其中，n為放大倍數(shù)。

在信道參數(shù)中待確定的參數(shù)為TX回路調(diào)節(jié)電阻TX1、RX回路調(diào)節(jié)電阻RX1及輸出電阻o1。圖9a和圖9b是信號(hào)正向傳輸時(shí)，信號(hào)傳輸增益在不同載波頻率下隨電阻TX1、RX1的變化趨勢(shì)。由圖圖9a和圖9b對(duì)比可知，信號(hào)傳輸電壓增益對(duì)發(fā)射端電阻TX1更敏感，發(fā)射端電阻TX1越小，信號(hào)增益提升越明顯。接收端電阻RX1對(duì)信號(hào)增益不敏感，從1W～20kW信號(hào)增益只減少了約2dB，而發(fā)射端電阻TX1在此范圍減少了至少30dB，其衰減程度遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于RX1的衰減程度。

圖9 Gd1在不同載波頻率下的變化趨勢(shì)

圖10a和圖10b為信號(hào)增益在不同耦合機(jī)構(gòu)互感下隨電阻TX1、RX1的變化趨勢(shì)。顯然，圖10與圖9中的變化曲線趨勢(shì)一致，信號(hào)增益對(duì)發(fā)射回路調(diào)節(jié)電阻更加敏感，接收回路的調(diào)節(jié)電阻對(duì)信號(hào)增益的變化不大。此外，由圖9和圖10的載波頻率變化可以看出，信號(hào)傳輸載波頻率和耦合機(jī)構(gòu)的互感越高，信號(hào)增益就越大。因此，SWPDT系統(tǒng)為了實(shí)現(xiàn)更穩(wěn)定的信號(hào)通信，往往選擇頻率較高的載波以及更大耦合系數(shù)的線圈，并且為了避免正反向傳輸?shù)妮敵鎏匦圆罹噙^(guò)大，正反向信號(hào)傳輸載波的頻率差不能太大，所以，的取值范圍一般為1＜＜2。圖11為信道帶寬隨調(diào)節(jié)電阻TX1和RX1的變化趨勢(shì)。顯然，TX1與呈線性關(guān)系，TX1越大，帶寬越寬。RX1與帶寬為非線性關(guān)系，但是從圖中可以看出，當(dāng)RX1達(dá)到某值之后，信道帶寬達(dá)到最大，RX1繼續(xù)增大，信道帶寬開始緩慢減小。因此，適當(dāng)提高接收回路的調(diào)節(jié)電阻阻值可以提升信道帶寬，且?guī)缀醪挥绊懶诺涝鲆妗?/p>

從圖9a、圖10a及圖11a的變化趨勢(shì)還可以看出，發(fā)射回路的調(diào)節(jié)電阻增大時(shí)，信道帶寬雖然也增大，但是信號(hào)傳輸增益明顯變小。一般地，信號(hào)傳輸增益要大于-20dB，否則接收端的信號(hào)輸出幅值難以達(dá)到可以解調(diào)出包絡(luò)的基準(zhǔn)電壓，導(dǎo)致信號(hào)復(fù)原失敗。因此，發(fā)射回路的調(diào)節(jié)電阻必須滿足式（26），即信號(hào)傳輸輸出電壓必須達(dá)到信號(hào)能夠解調(diào)的電壓，且信號(hào)傳輸速率小于信道最大容量。

圖10 Gd1在不同互感下的變化趨勢(shì)

圖12為信號(hào)傳輸增益隨輸出電阻o1的變化曲線。由圖可知，提升輸出電阻o1可以提升信號(hào)傳輸?shù)脑鲆妫捎谳敵鲭娮鑟1對(duì)信道帶寬的影響幾乎沒(méi)有，因此，為了提升信號(hào)傳輸?shù)男阅?，輸出電阻o1越大越好。

圖12 Gd1隨輸出電阻的變化趨勢(shì)

通過(guò)以上分析可知，為了SWPDT系統(tǒng)有更好的傳輸性能，應(yīng)當(dāng)提高接收回路阻值RX1、RX2及輸出電阻o1、o2，發(fā)射回路阻值TX1、TX2需按照式（26）的原則進(jìn)行設(shè)計(jì)，保證信道有較高的信噪比，信號(hào)傳輸過(guò)程不受能量通道的影響，并有足夠帶寬實(shí)現(xiàn)高速率的信號(hào)傳輸。

4 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)SWPDT系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)方法的過(guò)程，利用Matlab仿真軟件得出系統(tǒng)參數(shù)，并對(duì)其進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)裝置如圖13所示。SWPDT系統(tǒng)的能量通道參數(shù)見表1。

根據(jù)能量通道的參數(shù)進(jìn)行系統(tǒng)仿真得到了如下的結(jié)果。系統(tǒng)能量通道的輸出功率與效率符合理論推導(dǎo)的數(shù)值。能量通道實(shí)現(xiàn)80%效率的傳輸，輸出功率為86.4W。能量傳輸?shù)男阅苤笜?biāo)見表2?？芍?，當(dāng)能量通道連入信號(hào)通道后，系統(tǒng)的各類能量指標(biāo)幾乎不受影響。在表2中，無(wú)信號(hào)通道的能量輸入功率為106W，加入信號(hào)通道后，信號(hào)通道雖然呈高阻抗，但是仍有較小功耗，因此，輸入功率略有提升，能量傳輸?shù)男事杂邢陆?。由于能量通道的阻波網(wǎng)絡(luò)效果，能量通道的p和L波動(dòng)都小于20mA，能量仍能保持高效率的傳輸。

圖13 實(shí)驗(yàn)裝置

表1 SWPDT系統(tǒng)能量通道參數(shù)

Tab.1 Power channel parameters table of SWPDT system

表2 能量傳輸?shù)男阅苤笜?biāo)

Tab.2 Performance of power transmission

SWPDT系統(tǒng)的信號(hào)通道參數(shù)見表3，正向傳輸?shù)妮d波頻率為4MHz，反向傳輸?shù)妮d波頻率為6MHz。信號(hào)接收回路的調(diào)節(jié)電阻阻值都為1kW，使得信號(hào)功耗小并能保持調(diào)制波波形完整。

由第3節(jié)可知，SWPDT系統(tǒng)發(fā)射回路的調(diào)節(jié)電阻越高信號(hào)增益越小，為了使信號(hào)通道有足夠大的信噪比，發(fā)射回路的調(diào)節(jié)電阻不能過(guò)大。同時(shí)，為了提升信號(hào)傳輸速率，調(diào)節(jié)電阻阻值也不能過(guò)小。通過(guò)仿真得到了TX1不同值下信號(hào)傳輸增益，仿真結(jié)果見表4。

表3 SWPDT系統(tǒng)信號(hào)通道參數(shù)

Tab.3 Signal channel parameters table of SWPDT system

表4 正向傳輸?shù)男盘?hào)傳輸增益與速率

Tab.4 Gain and signal rate of signal forward transmission

由表4可見，發(fā)射回路的調(diào)節(jié)電阻由100W到1.5kW的過(guò)程中，信號(hào)傳輸增益明顯減小，同時(shí)，因?yàn)閹挼淖饔?，信?hào)容量提升，信號(hào)傳輸速率因此提升。但對(duì)于信號(hào)解調(diào)系統(tǒng)而言，放大系數(shù)為10的情況下，信號(hào)輸出電壓要大于330mV，檢波網(wǎng)絡(luò)才能完整地采集到信號(hào)包絡(luò)，因此，信號(hào)發(fā)射回路的調(diào)節(jié)電阻要小于1.5kW。

圖14為SWPDT系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)波形。圖14a～圖14c的信號(hào)通道調(diào)節(jié)電阻都為0.5kW，圖14d的信號(hào)通道調(diào)節(jié)電阻為1kW。圖14a和圖14b中能量通道的負(fù)載電壓為29.8V，輸出功率為88.8W。同時(shí)，信號(hào)反向傳輸?shù)男盘?hào)解調(diào)波形頻率為20kHz，反向傳輸?shù)乃俾蕿?0kbit/s。圖14a中，RX2回路仍然會(huì)受到能量通道的干擾，經(jīng)過(guò)帶阻濾波和放大后得到圖14b中更完整的波形，更有利于信號(hào)的解調(diào)。圖14c和圖14d為信號(hào)全雙工通信的波形，調(diào)節(jié)電阻由0.5kW增大到1kW，信號(hào)幅值相應(yīng)地從1.28V減小到960mV，與上述分析吻合，SWPDT系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了雙向40kbit/s的全雙工通信。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果的誤差主要來(lái)源于能量通道的雜波干擾，雖然對(duì)信號(hào)幅值有一定的影響，但是并不影響信號(hào)的調(diào)制及解調(diào)。

5 結(jié)論

本文基于雙側(cè)LCC結(jié)構(gòu)的補(bǔ)償拓?fù)涮岢鲆环N全雙工的能量信號(hào)并行傳輸系統(tǒng)。能量通道采用雙側(cè)LCC結(jié)構(gòu)的補(bǔ)償拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)原邊線圈電流和負(fù)載電流的恒定，同時(shí)，阻波網(wǎng)絡(luò)可以有效阻隔能量對(duì)信號(hào)通道的干擾。信號(hào)采用互感耦合器并聯(lián)注入和提取方法使得信號(hào)通道在能量頻率下呈高阻抗，避免信號(hào)通道影響能量通道的諧振。通過(guò)對(duì)信號(hào)通道建模分析信號(hào)傳輸電壓增益與能量干擾電壓增益，基于香農(nóng)第二定理提出一種信道參數(shù)設(shè)計(jì)方法，保證信號(hào)信噪比可以高效地完成信號(hào)解調(diào)，同時(shí)有較寬的信道帶寬以滿足高速率的信號(hào)傳輸。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了能量傳輸?shù)母咝屎腿p工信號(hào)傳輸?shù)目尚行浴?/p>

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Full-Duplex Simultaneous Wireless Power and Data Transfer System Based on Double-Sided LCC Topology

111,211

（1. College of Automation Chongqing University Chongqing 400030 China 2. Key Laboratory of Complex System Safety and Control Ministry of Education Chongqing University Chongqing 400030 China）

The monitoring and control of wireless power transfer system are based on signal transmission technology, and the parallel transmission of power and signal technology is based on wireless power transmission channel. A simultaneous wireless power and data transfer system based on double-sided LCC compensation structure was presented in this paper. The system achieved full-duplex signal transmission without affecting the resonance state of the power channel while achieving constant current of the transmitter coil and load of the WPT system. According to the analysis of the impedance and voltage gain of the signal channel, a stable design method of dual-frequency-full-duplex signal communication channel parameters was proposed based on Shannon's second theorem. By adjusting the channel shifting resistance, the signal transmission rate was increased and the signal transmission gain was guaranteed, while the interference of the energy channel to the signal was suppressed. Finally, the proposed structure was verified by simulation and experimental platform, which confirmed that the energy transmission is not affected by the signal channel and reliable and stable full-duplex signal transmission is realized.

Wireless power transfer, data transmission, shared channel mode, carrier modulation

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200634

TM732

國(guó)家電網(wǎng)公司總部科技資助項(xiàng)目（5418-202040214A-0-0-00）。

2020-06-11

2020-07-07

王佩月 男，1992年生，博士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c無(wú)線電能傳輸技術(shù)。E-mail: wangpy@cqu.edu.cn

左志平 男，1989年生，副教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)闊o(wú)線電能傳輸技術(shù)及智能電網(wǎng)裝備安全運(yùn)行技術(shù)。E-mail: zpzuo@sina.com（通信作者）

（編輯 崔文靜）