基于不固定直流母線電壓分段控制的新型DC/DC電流前饋控制方法

劉偲艷

(光伏發(fā)電系統(tǒng)控制與優(yōu)化湖南省工程實(shí)驗(yàn)室，湘潭 411104)

0 引言

并網(wǎng)逆變器作為交流電網(wǎng)與光伏電站之間能量轉(zhuǎn)換的關(guān)鍵設(shè)備，對(duì)光伏發(fā)電系統(tǒng)的工作效率、輸出側(cè)電能質(zhì)量起著至關(guān)重要的作用。近年來，兩級(jí)式非隔離并網(wǎng)逆變器得到了廣泛應(yīng)用，其前級(jí)為高頻DC/DC變換電路，可實(shí)現(xiàn)對(duì)直流電壓的調(diào)節(jié)；后級(jí)為DC/AC全橋逆變電路，用于控制并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相[1]。在該類并網(wǎng)逆變器現(xiàn)有的控制策略中，大部分是采用固定母線電壓的方式，也就是使前級(jí)高頻DC/DC變換電路、后級(jí)DC/AC全橋逆變電路均工作在高頻狀態(tài)，但這樣既會(huì)增加非隔離型電路系統(tǒng)的開關(guān)頻率，也會(huì)增加電路系統(tǒng)的開關(guān)損耗[2]。

針對(duì)前級(jí)高頻DC/DC變換電路的高開關(guān)頻率和高開關(guān)損耗問題，研究學(xué)者提出了多種解決方法。文獻(xiàn)[3]提出了一種動(dòng)態(tài)休眠控制策略，能較好地降低開關(guān)損耗，并延長(zhǎng)開關(guān)器件的工作壽命；文獻(xiàn)[4]采用軟開關(guān)控制方式提升了光伏發(fā)電系統(tǒng)的工作效率；文獻(xiàn)[5-7]均為采用固定母線電壓的方式，較好地提升了光伏發(fā)電系統(tǒng)的工作效率；文獻(xiàn)[8]對(duì)光伏逆變器的效率提升方式進(jìn)行了綜述；文獻(xiàn)[9-10]采用固定母線電壓的方法，并采用分段法對(duì)變換器進(jìn)行了控制。

當(dāng)直流側(cè)電流的諧波含量較高時(shí)，容易導(dǎo)致太陽(yáng)電池在最大功率點(diǎn)附近出現(xiàn)功率震蕩[11]，影響最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT)的跟蹤作用，會(huì)增加非隔離型電路系統(tǒng)損耗。為了減小直流側(cè)DC/DC電流的諧波含量，文獻(xiàn)[12]采用了增大直流母線電容值的方法，但該方法一方面會(huì)增加非隔離型電路系統(tǒng)的成本，另一方面容易因?yàn)殡娊怆娙蒹w積的增大，而縮短電解電容的壽命，并且該方法對(duì)于電流的二次諧波抑制效果有限。文獻(xiàn)[13]采用了提高二倍頻(2f0)處環(huán)路增益的方法，該方法對(duì)于直流側(cè)脈動(dòng)起到了較好的抑制效果。文獻(xiàn)[14]通過選擇合適的控制參數(shù)提高了抑制諧波的能力，但改善效果有限。文獻(xiàn)[15]采用了電感電流前饋的控制方法，該方法能較好地抑制電流的二次諧波，但DC/DC變換器的動(dòng)態(tài)性能較差。

綜上所述，為減少前級(jí)高頻DC/DC變換電路中工作在高頻狀態(tài)下功率控制開關(guān)的數(shù)量和時(shí)間，本文提出了一種不固定直流母線電壓分段控制策略。該策略是根據(jù)直流側(cè)輸入電壓與交流側(cè)輸出電壓的關(guān)系來改變非隔離型電路系統(tǒng)的工作模式，即采用升壓斬波工作模式或全橋逆變工作模式，每種工作模式只有一級(jí)(前級(jí)或后級(jí))工作在高頻狀態(tài)，另外一級(jí)工作在工頻狀態(tài)，如此可以大幅減少開關(guān)損耗，并提高光伏發(fā)電系統(tǒng)的工作效率。在此基礎(chǔ)上，基于抑制直流母線電流的二次諧波和改善非隔離型電路系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能的雙重目標(biāo)，本文還提出了串并聯(lián)虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法。該方法可以使前級(jí)高頻DC/DC變換電路的輸出阻抗在2f0處呈高阻狀態(tài)，同時(shí)在非2f0處呈低阻狀態(tài)，具有良好地電流諧波抑制效果，同時(shí)可以改善電路系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。

1 電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及原理分析

本文所設(shè)計(jì)的非隔離型電路系統(tǒng)的電路拓?fù)鋱D如圖1所示，前級(jí)為帶旁路二極管的Boost電路，后級(jí)為H6電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖中：LB為Boost電路的升壓電感；DB為二極管；Dp為旁路二極管；Cc為直流側(cè)電容；SWB為高頻控制開關(guān)；SW1～SW4均為功率變換開關(guān)；SW5、SW6均為續(xù)流開關(guān)；Lf1、Lf2分別為低通濾波器的2個(gè)分離電感；Cf為濾波電容；D1、D2均為續(xù)流二極管；PV為光伏陣列。

圖1 非隔離型電路系統(tǒng)的電路拓?fù)鋱DFig.1 Circuit topology diagram of non-isolated circuit system

1.1 不固定直流母線電壓分段控制策略

本文提出的不固定直流母線電壓分段控制策略的工作原理為：

1)在極限情況下，當(dāng)直流側(cè)電容的輸入電壓Udc＞交流側(cè)理想的正弦輸出電壓最大值Voutmax始終成立時(shí)，與常規(guī)控制一樣，SW1～SW4均工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，SW5、SW6均處于半個(gè)周期高頻、半個(gè)周期工頻的狀態(tài)，SWB始終處于斷開狀態(tài)，此時(shí)非隔離型電路系統(tǒng)處于高頻全橋逆變工作模式。

2)當(dāng)交流側(cè)理想的正弦輸出電壓最小值Voutmin≤Udc≤Voutmax時(shí)，在Udc＞交流側(cè)理想的正弦輸出電壓Vout階段，SW1～SW4工作在高頻逆變狀態(tài)，SWB始終處于斷開狀態(tài)；在Udc≤Vout階段，SWB處于高頻升壓狀態(tài)，SW1～SW4處于工頻切換模式，此時(shí)非隔離型電路系統(tǒng)處于升壓斬波工作模式。

在有、無Dp的情況下，分別采用固定直流母線電壓控制策略與不固定直流母線電壓分段控制策略時(shí)非隔離型電路系統(tǒng)的開關(guān)狀態(tài)圖如圖2所示。圖中：Vin為直流側(cè)輸入電壓；Vbus為直流母線的電壓；VBoost為升壓變換電路的輸出電壓。

圖2 有、無Dp的情況下，分別采用固定直流母線電壓控制策略與不固定直流母線電壓分段控制策略時(shí)的開關(guān)狀態(tài)圖Fig. 2 Switching state diagram of fixed DC bus voltage control strategy and unfixed DC bus voltage section control strategy with or without Dp

對(duì)比圖2a與圖2b可知，不固定直流母線電壓分段控制策略可以極大地減少功率控制開關(guān)處于高頻工作狀態(tài)的數(shù)量和時(shí)間。

1.2 不固定直流母線電壓分段控制策略的MPPT工作過程

根據(jù)光伏陣列的P-V特性曲線，當(dāng)光伏逆變器工作在最大功率點(diǎn)(MPP)時(shí)，dP/dVpv=0(P為光伏陣列的輸出功率；V為光伏陣列的輸出電壓)；當(dāng)光伏逆變器工作在MPP左側(cè)時(shí)，dP/dVpv＞0；當(dāng)光伏逆變器工作在MPP右側(cè)時(shí)，dP/dVpv＜0。

根據(jù)前文所述的不固定直流母線電壓分段控制策略的工作原理，假設(shè)光伏陣列的開路電壓為Vpv_open，當(dāng)SWB不工作時(shí)，通過DC/AC側(cè)SW1～SW6調(diào)制，可使光伏陣列工作在MPP；當(dāng)SW1～SW6不工作時(shí)，通過SWB調(diào)制，可使光伏陣列工作在MPP；理論上來說，Vpv可在0～Vpv_open之間變化。因此，常規(guī)MPPT算法在本文提出的不固定直流母線電壓分段控制策略中仍有效。

1.3 高頻全橋逆變工作模式

處于高頻全橋逆變工作模式時(shí)的非隔離型電路系統(tǒng)的等效電路工作原理圖如圖3所示。

圖3 處于高頻全橋逆變工作模式時(shí)非隔離型電路系統(tǒng)等效電路的工作原理圖Fig. 3 Working principle diagram of equivalent circuit of nonisolated circuit system in high frequency full bridge inverter working mode

從圖3可以看出，當(dāng)SWB處于常開狀態(tài)時(shí)，后級(jí)DC/AC變換電路處于高頻全橋逆變工作模式。此時(shí)直流側(cè)小信號(hào)模型在增加Dp后，前級(jí)高頻DC/DC變換電路可以等效為一個(gè)簡(jiǎn)單的1階電路系統(tǒng)[14]，此時(shí)不但降低了非隔離型電路系統(tǒng)損耗，也使電路系統(tǒng)更容易實(shí)現(xiàn)閉環(huán)補(bǔ)償控制。

1.4 升壓斬波工作模式

處于升壓斬波工作模式時(shí)非隔離型電路系統(tǒng)等效電路的工作原理圖如圖4所示。圖中：iinv為電網(wǎng)的電流；iLf為濾波電感的電流；iLb為升壓電感的電流。

圖4 處于升壓斬波工作模式時(shí)非隔離型電路系統(tǒng)等效電路的工作原理圖Fig. 4 Working principle diagram of equivalent circuit of nonisolated circuit system in boost chopper working mode

從圖4可以看出，當(dāng)非隔離型電路系統(tǒng)處于升壓斬波工作模式時(shí)，可采用小信號(hào)模型對(duì)直流側(cè)進(jìn)行等效分析。直流側(cè)的升壓電路常采用電網(wǎng)電流反饋法[13]進(jìn)行電路控制，該控制策略中采用iinv作為控制量來控制直流側(cè)升壓電路，這樣后級(jí)DC/AC變換電路輸出的電流中存在的二次諧波易傳播至前級(jí)高頻DC/DC變換電路，導(dǎo)致直流側(cè)的能量轉(zhuǎn)換效率降低，還會(huì)造成并網(wǎng)逆變器的使用壽命縮短。

2 新型DC/DC電流前饋控制方法

基于抑制直流母線電流二次諧波和改善非隔離型電路系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能的雙重目標(biāo)，根據(jù)前文所述情況，本文提出了一種基于串并聯(lián)虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法。串并聯(lián)虛擬電阻即為升壓電感支路串聯(lián)虛擬電阻和直流母線電容支路并聯(lián)虛擬電阻。

串并聯(lián)虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法的等效電路工作原理圖如圖5所示。該電路圖忽略了并網(wǎng)逆變器輸出高頻脈動(dòng)，將輸出側(cè)并網(wǎng)逆變器等效為電流源模型。圖中：Idc為直流源；I2nd為二次諧波電流源；rf為直流側(cè)電感等效內(nèi)阻；Z0(s)為直流側(cè)的等效輸出阻抗；Zs(s)為升壓電感支路的串聯(lián)虛擬電阻，其目的是增加前級(jí)高頻DC/DC變換電路在2f0處的輸出阻抗；GN(s)為中心頻率為2f0的帶阻濾波器的值；icf為濾波電容電流；Zp(s)為直流母線電容支路的并聯(lián)虛擬電阻。

圖5 基于串并聯(lián)虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法的等效電路工作原理圖Fig. 5 Working principle diagram of equivalent circuitof novel DC/DC current feedforward control method based on seriesparallel virtual resistance

為改善非隔離型電路系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，需要使系統(tǒng)在非2f0處呈低阻狀態(tài)，即設(shè)計(jì)在電容兩端并聯(lián)形式為的虛擬電阻。GN(s)的傳遞函數(shù)表達(dá)式為：

式中：s為拉普拉斯變換；f為頻率。

串并聯(lián)虛擬電阻的等效控制框架圖如圖6所示。圖中：Gv(s)為電壓調(diào)節(jié)器的值；KPWM為脈寬調(diào)制器的值；Hv(s)為直流母線的電壓增益；uref為給定的電壓；Lb為升壓電感；D為升壓占空比；iD為升壓二極管的電流；ucf為濾波電容的電壓。

圖6 串并聯(lián)虛擬電阻的等效控制框架圖Fig. 6 Equivalent control block diagram of series-parallel virtual resistance

對(duì)圖6進(jìn)行等效變換，即將電感電流反饋、電容電壓反饋控制方法移至電壓調(diào)節(jié)器輸出端，即可得到等效變換后的串并聯(lián)虛擬電阻的控制框架圖，如圖7所示。圖中：Lf為濾波電感的總值；rs為虛擬電阻。

圖7 等效變換后的串并聯(lián)虛擬電阻的控制框架圖1Fig. 7 Control block diagram 1 of series-parallel virtual resistance after equivalent transformation

設(shè)Zs(s)=riGBPF(s)，其中：ri為2f0處的虛擬電阻幅值；GBPF(s)是中心頻率為2f0的帶通濾波器的值。

GBPF(s)的傳遞函數(shù)表達(dá)式為：

式中：Q為帶通和帶阻濾波器的值。

將Zs(s)=riGBPF(s)代入圖7，并將圖7的電感電流反饋、電容電壓反饋控制方法改為電容電流反饋控制方法，即可得到新的控制框架圖，如圖8所示。

圖8 等效變換后的串并聯(lián)虛擬電阻的控制框架圖2Fig. 8 Control block diagram 2 of series-parallel virtual resistance after equivalent transformation

根據(jù)式(1)、式(2)可得到：

令：

將圖8的電容電流反饋控制方法改為電網(wǎng)電流反饋控制方法，則可以得到如圖9所示的新的控制框架圖。

圖9 等效變換后的串并聯(lián)虛擬電阻的控制框架圖3Fig. 9 Control block diagram 3 of series-parallel virtual resistance after equivalent transformation

由于Zs(s)=riGBPF(s)，所以前級(jí)高頻DC/DC變換電路在2f0處呈高阻狀態(tài)，因此對(duì)電流的二次諧波具有較好的抑制作用。同時(shí)，通過式(4)可以得到：

由式(5)可知，直流母線電容支路并聯(lián)虛擬電阻在2f0處呈開路狀態(tài)，Z0(s)不會(huì)減??；而其在非2f0處呈低阻狀態(tài)，Z0(s)會(huì)減小，非隔離型電路系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能得到了改善。

由圖9可推導(dǎo)出Z0(s)，其可表示為：

未引入虛擬電阻時(shí)和引入虛擬電阻后Z0(s)的幅頻特性曲線對(duì)比圖如圖10所示，計(jì)算過程中需要用到的參數(shù)如表1所示。

表1 計(jì)算過程中需要用到的參數(shù)Table 1 Parameters needed in calculation

從圖10中的特性曲線對(duì)比可以看出，在2f0處，引入虛擬電阻后的Z0(s)比未引入虛擬電阻時(shí)的Z0(s)高，這說明引入虛擬電阻后電流的二次諧波抑制效果較未引入虛擬電阻時(shí)的抑制效果好。

圖10 未引入虛擬電阻時(shí)和引入虛擬電阻后Z0(s)的幅頻特性曲線對(duì)比圖Fig. 10 Comparison diagram of amplitude-frequency characteristic curve of Z0(s) without and after introducing virtual resistance

3 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

對(duì)非隔離型電路系統(tǒng)的控制方法及仿真參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，所采用的電壓調(diào)節(jié)器GN(s)的取值為其他系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

直流側(cè)輸出波形的仿真結(jié)果如圖11所示。

圖11 直流側(cè)輸出波形的仿真結(jié)果Fig. 11 Simulation results of DC side output waveform

如圖11a、11b所示，當(dāng)Udc≤Vout時(shí)，Boost電路工作在高頻SPWM模式下，并網(wǎng)逆變器處于全橋逆變工作模式，只有一級(jí)工作在工頻狀態(tài)；當(dāng)Udc＞Vout時(shí)，Boost電路不工作，并網(wǎng)逆變器處于全橋逆變工作模式，只有一級(jí)工作在高頻狀態(tài)。圖11c的MPPT仿真過程中并網(wǎng)逆變器的輸出功率變化曲線證明了本文提出的不固定直流母線電壓分段控制策略不影響MPPT工作。

不固定直流母線電壓分段控制策略與固定直流母線電壓控制策略下并網(wǎng)逆變器的功率轉(zhuǎn)換效率對(duì)比圖如圖12所示。

圖12 不固定直流母線電壓分段控制策略與固定直流母線電壓控制策略下并網(wǎng)逆變器的功率轉(zhuǎn)換效率對(duì)比圖Fig. 12 Comparison of power conversion efficiency of grid inverter between unfixed DC bus voltage section control strategy and fixed DC bus voltage control strategy

從圖12可以看出，采用不固定直流母線電壓分段控制策略時(shí)并網(wǎng)逆變器的功率轉(zhuǎn)換效率高于采用固定直流母線電壓控制策略時(shí)并網(wǎng)逆變器的功率轉(zhuǎn)換效率，特別是在并網(wǎng)逆變器輸出功率低時(shí)，采用不固定直流母線電壓分段控制策略的并網(wǎng)逆變器具有更高的功率轉(zhuǎn)換效率。

采用2 kW并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)對(duì)本文提出的新型DC/DC電流前饋控制方法的效果進(jìn)行驗(yàn)證。

為了便于分析并網(wǎng)逆變器功率的突變情況，該2 kW并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的測(cè)試在Udc＞Voutmax情況下進(jìn)行，設(shè)定直流母線電壓為350 V，其他參數(shù)設(shè)置如前文表1所示，死區(qū)時(shí)間設(shè)置為3 μs。功率突變時(shí)，采用傳統(tǒng)DC/DC電流前饋控制方法和新型DC/DC電流前饋控制方法時(shí)直流母線電壓的變化情況對(duì)比圖如圖13所示。圖中：io為交流側(cè)的輸出電流。

圖13 功率突變時(shí)，2種DC/DC電流前饋控制方法的直流母線電壓變化的對(duì)比Fig. 13 Comparison of DC bus voltage variation of two kinds of DC/DC current feedforward control methods in case of abrupt power change

從圖13可以看出，功率突變時(shí)，采用傳統(tǒng)DC/DC電流前饋控制方法的直流母線電壓上升了26 V，采用新型DC/DC電流前饋控制方法的直流母線電壓上升了8.5 V。

功率突變時(shí)，2種DC/DC電流前饋控制方法下的輸入電流側(cè)的二次諧波含量的對(duì)比如圖14所示。

圖14 功率突變時(shí)，2種DC/DC電流前饋控制方法的輸入電流側(cè)二次諧波含量的對(duì)比Fig. 14 Comparison of second harmonic content at input current side of two kinds of DC/DC current feedforward control methods in case of abrupt power change

從圖14的對(duì)比可以看出，傳統(tǒng)DC/DC電流前饋控制方法下輸入電流側(cè)的二次諧波含量為5%，新型DC/DC電流前饋控制方法下輸入電流側(cè)的二次諧波含量為1.8%。

4 結(jié)論

針對(duì)前級(jí)高頻DC/DC變換電路高開關(guān)頻率、高損耗的問題，本文提出了一種不固定直流母線電壓分段控制策略，通過減少同一時(shí)間內(nèi)高頻狀態(tài)下功率控制開關(guān)的數(shù)量，提高了光伏發(fā)電系統(tǒng)的工作效率；然后在不固定直流母線電壓分段控制策略的基礎(chǔ)上，還提出了在直流母線電容支路并聯(lián)虛擬電阻、升壓電感支路串聯(lián)虛擬電阻的新型DC/DC電流前饋控制方法。該方法可使前級(jí)高頻DC/DC變換器輸出阻抗在2f0處呈高阻狀態(tài)，同時(shí)在非2f0處呈低阻狀態(tài)，能很好地抑制電流的諧波含量，并改善非隔離電路系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。