700M 5G網(wǎng)絡覆蓋能力分析

顏 軍

中通服咨詢設計研究院有限公司

0 引言

2020年4月，工信部發(fā)布《關于調(diào)整700MHz頻段頻率使用規(guī)劃的通知》，明確將702-798MHz頻段調(diào)整用于移動通信系統(tǒng)。2020年5月，工信部向中國廣電頒發(fā)了頻率使用許可證，許可其使用700MHz頻段分批、分步在全國范圍內(nèi)部署5G網(wǎng)絡。在此背景下，研究700M 5G網(wǎng)絡的覆蓋能力能為運營商后續(xù)網(wǎng)絡規(guī)劃提供參考。

1 700M傳播模型

1.1 傳播模型簡介

在移動通信系統(tǒng)中，由于移動臺不斷運動，基站和移動臺之間的傳播路徑時刻在變化，無線信道是一種時變信道。實際環(huán)境中，移動臺和基站之間由于存在各種障礙物，無線信號從發(fā)射端到接收端無法直線傳播，一般為非視距傳播，此時無線傳播方式包含了直射、反射、繞射（衍射）、散射等。無線信道不僅受到地形地貌地物影響，還受穿透損耗、多普勒效應的影響，另外移動系統(tǒng)本身的干擾和外界干擾也不能忽視?；谝苿油ㄐ畔到y(tǒng)的上述特性，嚴格的理論分析很難實現(xiàn)，環(huán)境的復雜性會給網(wǎng)絡分析帶來龐大的計算量，從而難以完成準確的網(wǎng)絡規(guī)劃預測，往往需對傳播環(huán)境進行近似和簡化，傳播模型正是用來解決復雜環(huán)境的網(wǎng)絡規(guī)劃問題。

無線傳播模型是為了更準確地研究無線傳播而設計出來的一種模型，用來預測接收信號的場強，分為兩類：一類是直接應用電磁理論計算出來的確定性模型，如自由空間傳播模型、射線跟蹤模型；另一類是基于大量測量數(shù)據(jù)的統(tǒng)計型模型，又稱經(jīng)驗模型，例如Okumura-Hata、Cost231-Hata、SPM、UMa等模型。

1.2 700M適用的傳播模型

無線網(wǎng)最常用的宏蜂窩傳播模型是Okumura-Hata、Cost231-Hata和SPM模型，其中Okumura-Hata模型適用 頻 率 在150～1500MHz，Cost231-Hata模 型 適 用 頻 率 在1500～2600MHz，SPM模型適用頻率在150～2600MHz。

Okumura-Hata和Cost231-Hata的模型類似，兩者路徑損耗對比如圖1所示。

圖1 Okumura-Hata模型和Cost231-Hata模型路徑損耗對比

通過理論計算，兩個模型的路徑損耗平衡點在1009MHz，即在1GHz左右。

SPM模型以Hata模型為基礎，融合了Okumura-Hata和Cost231-Hata模型，SPM模型的缺點是公式較復雜，參數(shù)較多，模型校正的工作量較大。

針對5G高頻段，引入了新的傳播模型。其中射線跟蹤模型對于信號預測準確度較高，但計算量巨大，需要配合高精度三維電子地圖，一般只用于仿真預測。UMa模型是常用的5G高頻段傳播模型，適用頻率在2GHz～6GHz，與Hata模型和SPM模型相比，增加了平均街道寬度和平均建筑物高度兩個參數(shù)，更適合城區(qū)高頻多徑傳播的場景。

綜上所述，考慮到700M 5G網(wǎng)絡是以廣覆蓋為主的低頻網(wǎng)絡，更適合使用Okumura-Hata模型。Okumura-Hata模型的公式如下：

PL（dB）=69.55+26.16×lg（f）-13.82×lg（Hb）+（44.9-6.55×lg（Hb））×lg（d）-a（Hm）+C

參數(shù)說明：

PL：路徑損耗（單位dB）；

f：工作頻率（單位MHz）；

Hb：基站天線掛高（單位m）；

Hm：終端天線掛高（單位m）；

d：終端與基站之間的距離（單位km）；

a（Hm）：終端天線高度修正因子：

公式中不含C的部分為城區(qū)的基本傳播損耗中值，C為地貌修正因子。

根據(jù)傳播模型公式可以計算出覆蓋距離d，也即基站的覆蓋半徑，計算得：

2 700M鏈路預算

通過傳播模型公式計算出來的損耗，僅僅是無線空口部分的損耗。從終端天線到基站天線完整的路徑損耗還包括了線纜損耗、陰影衰落、穿透損耗、天線增益、干擾余量等多種因素的綜合影響，因為基站的覆蓋能力必須通過完整的鏈路預算來進行計算。

2.1 鏈路預算流程

鏈路預算的過程如圖2所示。

圖2 鏈路預算過程圖

空口傳播模型的損耗是整個鏈路損耗中的一部分。鏈路預算對從發(fā)射端到接收端之間的各種增益、各種損耗和各種余量進行預算，分為上行預算（從終端天線到基站天線）和下行預算（從基站天線到終端天線）。鏈路預算完整的損耗公式如下：

最大允許路徑損耗（MAPL）＝發(fā)射端功率－接收端接收靈敏度＋Σ增益－Σ損耗－Σ余量。

Σ增益：主要是天線增益、分集增益；

Σ損耗：包括無線信道損耗、穿透損耗、線纜接頭損耗、人體損耗等；

Σ余量：包括干擾余量、陰影衰落余量、噪聲系數(shù)等；

接收靈敏度=接收機底噪+SINR解調(diào)門限，其中SINR解調(diào)門限與邊緣速率、RB、MCS等參數(shù)相關，屬于鏈路預算中的關鍵參數(shù)。

鏈路預算的計算過程一般采用表格進行計算，對上行鏈路和下行鏈路分別進行計算，最終取覆蓋半徑較小的數(shù)值作為基站的覆蓋半徑。

2.2 系統(tǒng)參數(shù)

對于700M 5G網(wǎng)絡，鏈路預算常用的系統(tǒng)參數(shù)取值如下：

頻率：下行758～788 MHz；上行703～733 MHz；

頻率帶寬：30 MHz；

子載波帶寬：15 KHz；

發(fā)射功率：基站4×20 W、終端2×0.2 W。

2.3 鏈路預算中的損耗

鏈路預算中的損耗包括無線信道損耗、穿透損耗、饋線接頭損耗、人體損耗、雨衰、植被損耗等，對于700 M電磁波，主要考慮無線信道損耗、穿透損耗和饋線接頭損耗。

（1）無線信道損耗

無線信道損耗包含中值損耗、慢衰落和快衰落，其中中值損耗在傳播模型中考慮，慢衰落和快衰落在陰影衰落余量中考慮。

（2）穿透損耗

穿透損耗是指當信號源在建筑物外時，建筑物外的接收信號強場與建筑物內(nèi)的強場比值。穿透損耗與電磁波頻率、建筑物結(jié)構、入射角度等有關。3GPP中給出了不同材質(zhì)（玻璃、木材、混凝土等）的穿透損耗和兩種建筑物穿損模型：High Loss和Low Loss。

通過公式計算，不同區(qū)域類型、不同頻率對應的High Loss模型下穿透損耗如表1所示。

表1 不同區(qū)域類型、不同頻率下的穿透損耗（dB）

2.4 鏈路預算中的余量

余量通常是指鏈路預算中的不確定因素，包括干擾余量、陰影衰落余量、噪聲系數(shù)等。

（1）干擾余量

對于移動通信系統(tǒng)，隨著周圍鄰小區(qū)負荷的不斷增加，干擾水平也會上升，造成覆蓋的收縮。干擾余量是為了克服鄰區(qū)干擾導致的噪聲抬升而預留的余量。

一般情況下，下行干擾余量取7 dB，上行干擾余量取2 dB。

（2）陰影衰落余量

由于陰影衰落導致路徑損耗上下波動，信號強度隨時間的變化服從對數(shù)正態(tài)分布。為了保證一定的邊緣覆蓋率，克服陰影衰落對信號的影響而為鏈路預算預留余量，稱為陰影衰落余量。

陰影衰落余量與邊緣覆蓋率（或面覆蓋率）、陰影衰落標準差相關，不同區(qū)域類型和覆蓋率下的陰影衰落余量如表2所示。

表2 不同區(qū)域類型和覆蓋率下的陰影衰落余量（dB）

（3）噪聲系數(shù)

噪聲系數(shù)指接收信號經(jīng)過帶通濾波、本振、脈沖整形等過程后噪聲的抬升，反映的是信號經(jīng)過系統(tǒng)后信噪比惡化的程度，直接影響接收機的靈敏度。

一般情況下，基站的噪聲系數(shù)取2～3 dB，終端的噪聲系數(shù)取7 dB。

2.5 邊緣速率

邊緣速率取定是鏈路預算的前提條件，不同邊緣速率對應的覆蓋半徑不同，上行邊緣速率和下行邊緣速率分別對應上行覆蓋半徑和下行覆蓋半徑，鏈路預算時需要進行上下行覆蓋能力平衡。

邊緣速率主要取決于業(yè)務需求，同時還需要考慮用戶預測、覆蓋場景以及系統(tǒng)頻譜占用帶寬等。邊緣速率影響RB和MCS選擇，繼而影響SINR門限，是鏈路預算中的關鍵參數(shù)。

對于700 M 5G業(yè)務，按2×30 MHz FDD，考慮到可用帶寬和業(yè)務需求，邊緣速率取上行1 Mbps/下行20 Mbps。

2.6 RB和MCS

邊緣速率取定之后，系統(tǒng)開始分配適合的RB數(shù)及MCS（Modulation and Coding Scheme）。同一種業(yè)務速率既可以分配較少的RB數(shù)而采用較高的MCS，也可以分配較多的RB數(shù)而采用較低的MCS。

TBS（Transport Block Size）表給出了不同RB和MCS組合對應的TB Size大小。TBS指的是一個TTI內(nèi)傳輸?shù)腷it數(shù)，MAC層的速率等于TBS除以TTI。

從邊緣速率選取RB和MCS，第一步是先選擇TBS，要求TBS＞邊緣速率TTI/子幀配比因子，對于FDD制式，子幀配比因子取1。

以上行邊緣速率1 Mbps為例，TBS需求為：106×0.001=1000，TBS表中滿足此要求的最低TBS為1032，如表3的多個位置。

表3 不同RB和MCS組合的TBS表格（部分內(nèi)容）

表3中存在多個可選的RB、MCS組合，如何選擇RB和MCS需要區(qū)分上行鏈路還是下行鏈路：

（1）對于下行鏈路，所有的RB共享總的下行發(fā)射功率，平均到每個RB上是一個固定的功率。RB配置越多，功率越大，但同時底噪也越大，實際覆蓋距離不變。但是RB越多，MCS階數(shù)越低，需要的解調(diào)門限越低，覆蓋范圍越遠。下行鏈路RB數(shù)的分配方法就是找到使其MCS為最小對應的RB數(shù)。

（2）對于上行鏈路，由于用戶獨享終端的發(fā)射功率，RB配置越多，上行功率不變，同時底噪也越大，實際覆蓋距離變小。但是RB越多，MCS階數(shù)越低，需要的解調(diào)門限越低，覆蓋范圍越遠，需要綜合判斷。

RB和MCS一般呈階梯下降的曲線，表3中，選取RB和MCS曲線下降平緩區(qū)的第一個位置，對應為：RB=10，MCS=6。

2.7 CQI和調(diào)制方式

邊緣速率與調(diào)制方式以及CQI（信道質(zhì)量指示）相關，CQI越大，調(diào)制階數(shù)越高，對應的邊緣速率也越高。CQI、MCS和調(diào)制方式之間的關系是：MCS越大，CQI越大，調(diào)制能力越強。如表4所示。

表4 CQI、調(diào)制方式與MCS碼率表

其中MCS效率≈（TBS×1000+24）/RB數(shù)/每RB中有效RE數(shù)/MIMO流數(shù)，通過MCS效率與SINR之間的對應關系可以采用插值法近似計算不同MCS效率下的SINR。

2.8 SINR解調(diào)門限

解調(diào)門限是指在一定的誤塊率BLER前提下，當接收機的SINR（Signal to Interference plus Noise Ratio）大于某個數(shù)值，即達到解調(diào)門限時，接收機才能正確解調(diào)接收到的信號。

解調(diào)門限是指信號與干擾和噪聲比，是計算接收機靈敏度的關鍵參數(shù)，也是廠家設備性能和功能算法的綜合體現(xiàn)。解調(diào)門限與頻段、信道類型、移動速率、MIMO方式、MCS、BLER、天線傳輸方式等眾多因素相關。

5G系統(tǒng)中，調(diào)度算法決定了在一個調(diào)度TTI內(nèi)的TBS塊需要分配多少個RB，以及采用什么樣的調(diào)制方式。調(diào)制方式的階數(shù)越高，一個波形上調(diào)制的符號越多，數(shù)據(jù)的傳輸速率越大，但同時對SINR的要求也就越高。如果SINR不滿足要求而采用高階調(diào)制，解調(diào)過程中誤塊率就會很高，導致數(shù)據(jù)業(yè)務的總體速率降低。調(diào)制方式的階數(shù)越低，對SINR的要求越低，覆蓋范圍越遠。因此，網(wǎng)絡資源的分配是一個動態(tài)過程，是尋找到能滿足速率條件的最小MCS的過程。

在鏈路預算中，MCS最終映射到SINR值，SINR與CQI、MCS呈正向趨勢，即CQI、MCS越大，SINR越高。SINR值通常是通過鏈路級仿真或?qū)嶒炇?外場測試得到的，也可以采用插值法通過MCS效率來近似計算。

2.9 接收靈敏度計算

接收靈敏度表示在輸入端無外界噪聲或干擾條件下，在所分配的資源帶寬內(nèi)，滿足業(yè)務質(zhì)量要求的最小接收信號功率。

接收靈敏度=接收機底噪+SINR解調(diào)門限=噪聲功率（白噪聲）+噪聲系數(shù)+SINR解調(diào)門限=熱噪聲功率譜密度+噪聲帶寬+噪聲系數(shù)+SINR解調(diào)門限

（1）熱噪聲功率譜密度

熱噪聲功率譜密度取-174d Bm/Hz，表示帶寬為1Hz時，噪聲功率為-174 dBm。

（2）噪聲帶寬

噪聲帶寬=10×lg（占用載波帶寬）=10×lg（子載波間隔）+10×lg（需要的子載波數(shù)）

因此，占用RB數(shù)量越多，相應的噪聲帶寬也越大，接收靈敏度門限提高，覆蓋能力下降。

（3）噪聲系數(shù)

一般情況下，基站的噪聲系數(shù)取2～3 dB，終端噪聲系數(shù)取7 dB。

（4）SINR解調(diào)門限

一般情況下解調(diào)門限由設備廠家給出，或者通過MCS效率進行線性插值法計算。MCS效率近似計算公式為：MCS效率≈（TBS+24）/有效RE數(shù)/MIMO流數(shù)。例如，對于上行1 Mbps，MCS效率=（1000+24）/（10×144）/2=0.36，對應插值計算得SINR為-3.44 dB。

2.10 鏈路預算結(jié)果

通過鏈路預算表計算出來的結(jié)果如表5所示。

表5 700 M鏈路預算表

通過比較上行鏈路覆蓋半徑和下行鏈路覆蓋半徑，取其中數(shù)值較小的作為基站的覆蓋半徑。由于終端的發(fā)射功率受限，通常都是上行覆蓋半徑小于下行覆蓋半徑。

根據(jù)上行和下行鏈路的覆蓋半徑，選擇上行覆蓋半徑為基站最終的覆蓋半徑，計算得到700 MHz頻段的5G基站覆蓋半徑如表6所示。

表6 700 M 5G基站覆蓋半徑

可見，700 M頻段在上行1 M/下行20 M的邊緣速率要求下，仍具有較好的覆蓋能力。另外，在高鐵等場景下，由于700MHz波長相對更長，多普勒頻偏更小，高速移動的穩(wěn)定性更好。

3 結(jié)束語

無線網(wǎng)絡規(guī)劃包含覆蓋規(guī)劃和容量規(guī)劃，其中覆蓋規(guī)劃是基礎。覆蓋規(guī)劃根據(jù)業(yè)務需求、傳播模型、頻率、天饋工參等，通過鏈路預算分析，得出規(guī)劃站間距和滿足覆蓋需求的站點數(shù)量，因此鏈路預算是無線網(wǎng)絡規(guī)劃的核心。

5G的覆蓋性能與邊緣速率、RB分配算法、調(diào)度模式、調(diào)制方式、MCS、SINR解調(diào)門限等緊密相關，在鏈路預算中需要結(jié)合具體的參數(shù)取值進行覆蓋能力的分析。

700 M具有明顯的低頻覆蓋優(yōu)勢，700 M 5G網(wǎng)絡在較高的邊緣速率要求下，通過大帶寬、新空口等技術，仍具有較大的覆蓋半徑，因此，700 M是5G低頻廣覆蓋打底網(wǎng)的理想頻段。