用于方向回溯天線的Costas環(huán)相位共軛電路設(shè)計(jì)

陳茹萌, 張?jiān)迫A,*, 陳鵬烽, 陳海濤, 朱國(guó)強(qiáng)

(1.武漢大學(xué)電子信息學(xué)院, 湖北 武漢 430072; 2.中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第722研究所, 湖北 武漢 430205)

0 引 言

方向回溯天線系統(tǒng)具有低成本、高增益、快速自跟蹤能力等特點(diǎn),在現(xiàn)代移動(dòng)通信等領(lǐng)域中有著廣泛的應(yīng)用前景[1-8]。相位共軛技術(shù)是實(shí)現(xiàn)方向回溯天線波束自跟蹤關(guān)鍵技術(shù)[9-16]。傳統(tǒng)的相位共軛電路往往采用混頻方式實(shí)現(xiàn)對(duì)入射導(dǎo)頻的相位共軛,并將其發(fā)射,實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的回溯功能[17],當(dāng)需要進(jìn)行信息傳遞時(shí),傳統(tǒng)相位共軛電路受到了限制。近年來(lái),有學(xué)者提出了鎖相環(huán)混頻結(jié)構(gòu)的相位共軛電路,將相位調(diào)制的來(lái)波信號(hào)中的數(shù)據(jù)信息與載波分離,實(shí)現(xiàn)了相位共軛電路的雙工通信能力[18-23],然而該方法具有較高的電路復(fù)雜性和成本。也有學(xué)者采用在發(fā)射數(shù)據(jù)信號(hào)同時(shí)加入導(dǎo)頻信號(hào),在接收端利用導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行回溯[24]。

為進(jìn)一步融合方向回溯天線系統(tǒng)與通信系統(tǒng),發(fā)展具有全雙工通信能力的方向回溯天線,本文介紹了一種新的可用于雙工通信的相位共軛電路結(jié)構(gòu)。該電路在確保相位共軛功能的同時(shí)具有直接對(duì)來(lái)波信號(hào)進(jìn)行解調(diào)輸出的能力,無(wú)需額外的解調(diào)模塊,降低了接收電路的復(fù)雜度。相位共軛電路需要從接收的來(lái)波信號(hào)中提取載波并對(duì)其進(jìn)行相位共軛,達(dá)到自跟蹤的目的。本文將利用Costas環(huán)法直接從接收的已調(diào)信號(hào)中提取載波進(jìn)行回溯,無(wú)需額外導(dǎo)頻信號(hào)需求,節(jié)省了頻譜資源。

1 Costas環(huán)相位共軛電路

Costas環(huán)作為傳統(tǒng)載波恢復(fù)和信號(hào)解調(diào)的鎖相環(huán)電路,在環(huán)路鎖定之后,可直接獲得解調(diào)信息和與之分離的載波信號(hào)[25-27]。鑒于此,將Costas環(huán)的獨(dú)特性能與外差混頻結(jié)構(gòu)結(jié)合,設(shè)計(jì)一種新的相位共軛電路。通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了電路具有不同解調(diào)載噪比條件下的四相相移鍵控(quadrature phase shift keying，QPSK)信號(hào)的數(shù)據(jù)信息解調(diào)和恢復(fù)相干載波的能力,同時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)各射頻通道載波入射波前相位進(jìn)行相位共軛,使電路具備方向回溯能力[28]。

Costas環(huán)結(jié)構(gòu)由混頻器、低通濾波器(lowpass filter,LPF)、鑒相器(phase detector,PD)、環(huán)路濾波器(loop filter,LF)和壓控振蕩器(voltage controlled oscillator,VCO)組成。改進(jìn)的Costas環(huán)電路首先將VCO的輸出信號(hào)分成正交的兩路信號(hào)分別與來(lái)波信號(hào)混頻,并將兩路下邊帶信號(hào)送到PD和LF獲得環(huán)路控制電壓來(lái)控制VCO的輸出頻率[29]。環(huán)路鎖定后,VCO的輸出即為恢復(fù)的載波,將恢復(fù)的載波與后級(jí)外差混頻結(jié)構(gòu)的本振信號(hào)混頻,得到相位共軛的回溯信號(hào)。圖1給出了該相位共軛電路的原理框圖。

圖1 改進(jìn)的Costas環(huán)相位共軛電路

設(shè)第i個(gè)射頻通道輸入的信號(hào)為

sQPSK(t)=DI(t)sin(ωRFt+φi)+DQ(t)cos(ωRFt+φi)

(1)

式中:DI(t)、DQ(t)為QPSK調(diào)制過(guò)程中的兩路正交信號(hào);φi為第i個(gè)射頻通道由于天線位置不同所產(chǎn)生的空間相位。

a點(diǎn)的壓控振蕩器信號(hào)為

ua(t)=cos(ωRFt+φx)

(2)

b點(diǎn)的壓控振蕩器信號(hào)為

ub(t)=-sin(ωRFt+φx)

(3)

混頻信號(hào)經(jīng)過(guò)低通濾波后得到:

(4)

(5)

式中：Δφ=φi-φx。

經(jīng)過(guò)平方和相減后得到信號(hào)u3(t):

(6)

再將u1(t)、u2(t)與u3(t)三路信號(hào)相乘得到LF輸入信號(hào):

(7)

考慮到當(dāng)Δφ很小時(shí),sin Δφ≈Δφ,則upd(t)≈-1/8Δφ。電壓upd(t)經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器控制壓控振蕩器的輸出電壓頻率和相位,當(dāng)upd(t)→0,壓控振蕩器的輸出電壓ua(t)就是Costas環(huán)提取的剔除了調(diào)制信息的載波信號(hào):

ua(t)=cos(ωRFt+φi)

(8)

將提取到的同步載波信號(hào)與本振信號(hào)進(jìn)行相位共軛。首先利用一個(gè)低本振信號(hào)LO1下變頻到中頻信號(hào)IF:

SIF(t)=A1cos((ωRF-ωLO1)t+φi)=A1cos(ωIFt+φi)

(9)

然后中頻信號(hào)再由高本振信號(hào)LO2上變頻到射頻RF′,就可以得到具有共軛相位的發(fā)射載波信號(hào)：

Sout(t)=A2cos((ωLO2+ωLO1-ωRF)t-φi)=

A2cos(ωRF′t-φi)

(10)

上述基于改進(jìn)Costas環(huán)的相位共軛電路能直接從已調(diào)信號(hào)(例如QPSK信號(hào))中提取載波并實(shí)現(xiàn)相位共軛,即實(shí)現(xiàn)發(fā)射波束的方向回溯,該過(guò)程無(wú)需額外的導(dǎo)頻資源;該相位共軛電路可同時(shí)實(shí)現(xiàn)信號(hào)解調(diào)與載波恢復(fù)的功能,無(wú)需額外復(fù)雜的信號(hào)解調(diào)電路,從而實(shí)現(xiàn)雙工通信。

2 電路仿真設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證基于Costas環(huán)的相位共軛電路的方向回溯能力,本文采用兩天線陣列來(lái)進(jìn)行電路仿真驗(yàn)證。圖2給出兩射頻通道Costas環(huán)相位共軛電路仿真模型。

圖2 兩射頻通道基于Costas環(huán)的相位共軛電路仿真

其中,基帶二進(jìn)制序列比特率為10 Mb/s,采用QPSK調(diào)制方式,載波頻率為1.5 GHz。第二射頻通道的入射信號(hào)相位超前第一射頻通道的入射信號(hào)相位45°,設(shè)置來(lái)波信號(hào)載噪比范圍為-11～10 dB,兩個(gè)射頻通道輸入信號(hào)波形如圖3所示。各射頻通道的低通濾波器為6階無(wú)限長(zhǎng)沖激響應(yīng)(infinite impulse response，IIR)數(shù)字濾波器,通帶為0.5 GHz,截止頻率2.5 GHz,截止幅度80 dB;LF為2階IIR數(shù)字濾波器,環(huán)路帶寬設(shè)置為5 MHz;采用兩次混頻方式,用于相位共軛的本振信號(hào)頻率分別為1.2 GHz、1.81 GHz,經(jīng)過(guò)帶通濾波器濾除干擾信號(hào),獲得回溯信號(hào)頻率為1.51 GHz;采用初始相位正交的兩個(gè)VCO模擬其產(chǎn)生的兩路正交信號(hào)設(shè)定其中心頻率為1.5 GHz,通過(guò)調(diào)節(jié)VCO壓控靈敏度和環(huán)路濾波器的參數(shù)值來(lái)調(diào)節(jié)環(huán)路的穩(wěn)定性能,此處設(shè)置VCO壓控靈敏度設(shè)置為1 MHz/V。

圖3 兩射頻通道輸入信號(hào)波形圖

3 結(jié)果分析

3.1 解調(diào)信號(hào)同相疊加

兩射頻通道信號(hào)的解調(diào)與合并過(guò)程如圖4所示。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí),每個(gè)射頻通道中Costas環(huán)兩條正交支路的低通濾波器的輸出端分別產(chǎn)生解調(diào)的兩路正交信號(hào),對(duì)正交信號(hào)進(jìn)行合并后就可以對(duì)兩路射頻通道信號(hào)進(jìn)行同相疊加,再進(jìn)行后續(xù)的簡(jiǎn)單判決就可以得到解調(diào)后碼元信號(hào)。

圖4 雙射頻通道電路解調(diào)信號(hào)同相合成電路原理框圖

在該相位共軛電路中,各射頻通道從相應(yīng)天線端接收到的QPSK信號(hào)具有不同的相位(即φi,由天線位置引起的空間相位),因此各射頻通道信號(hào)不能直接采用最大比合并方式[30]提高接收信號(hào)的信噪比。

然而,該相位共軛電路在載波恢復(fù)的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了調(diào)制信號(hào)解調(diào),且解調(diào)后各射頻通道所得到的基帶解調(diào)信號(hào)可以實(shí)現(xiàn)同相合并,提高解調(diào)信號(hào)質(zhì)量。這是由于不同射頻通道解調(diào)后的基帶信號(hào)具有極低時(shí)延,射頻頻率上產(chǎn)生的空間相位在基帶頻率下轉(zhuǎn)化為極低的時(shí)延,因此可將兩通道的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行同相合成,最后對(duì)疊加后的信號(hào)進(jìn)行判決，從而提高信號(hào)恢復(fù)能力。圖5給出了單射頻通道解調(diào)輸出信號(hào)與發(fā)送的基帶信號(hào)對(duì)比,以及兩射頻通道的解調(diào)輸出合成結(jié)果。設(shè)置來(lái)波信號(hào)載噪比在-11～10 dB范圍內(nèi),當(dāng)載噪比較差情況下會(huì)出現(xiàn)少數(shù)誤碼情況。

圖5 Costas環(huán)電路解調(diào)結(jié)果

在每個(gè)射頻通道解調(diào)電路中,正交兩路支路解調(diào)碼元會(huì)有一定數(shù)量的延遲,因此需要去掉延遲部分再進(jìn)行合并才不會(huì)影響解調(diào)輸出結(jié)果,解調(diào)的效果與鎖相性能有直接的聯(lián)系,當(dāng)環(huán)路控制電壓處于穩(wěn)定時(shí),解調(diào)出來(lái)的數(shù)據(jù)才比較正確。

3.2 載波恢復(fù)

Costas環(huán)鎖定過(guò)程中,環(huán)路中的LF輸出端將產(chǎn)生調(diào)節(jié)VCO頻率的控制電壓,當(dāng)環(huán)路穩(wěn)定時(shí),環(huán)路控制電壓趨于穩(wěn)定,此時(shí),VCO的同相輸出端的輸出信號(hào)即為相干載波信號(hào),如圖6所示為載波恢復(fù)結(jié)果。圖6(a)給出環(huán)路控制電壓的時(shí)域波形,環(huán)路波形在0 V附近抖動(dòng),即達(dá)到穩(wěn)定。圖6(b)分別給出了環(huán)路穩(wěn)定時(shí)入射信號(hào)的波形、初始載波信號(hào)、同相VCO的輸出信號(hào)波形,從中可以看到,同相VCO的輸出端與入射信號(hào)的載頻相位同步,即完成了相干載波提取。

圖6 Costas loop載波恢復(fù)結(jié)果

3.3 相位共軛

同步后的載波信號(hào)經(jīng)過(guò)后級(jí)與本振信號(hào)混頻后獲得的兩射頻通道回溯信號(hào)波形如圖7所示,相比于圖3的輸入信號(hào)波形,第二射頻通道回溯信號(hào)相位滯后第一射頻通道約45°,即實(shí)現(xiàn)相位共軛。由于該方法進(jìn)行載波提取時(shí)存在0°、90°、180°的相位模糊,即平衡點(diǎn)相差存在不確定性,現(xiàn)有的解決相位模糊的方法不在載波同步部分實(shí)現(xiàn),而是在信道編解碼部分,主要有差分編碼方法和幀同步。這里采用的是對(duì)載波進(jìn)行相位基準(zhǔn)旋轉(zhuǎn)法來(lái)平衡相位模糊現(xiàn)象[31]。對(duì)于不同的相位差范圍VCO本地載波初始相位狀態(tài)不同,如表1所示。

圖7 兩射頻通道回溯信號(hào)波形圖

表1 不同相位差對(duì)應(yīng)的本地載波初始狀態(tài)

當(dāng)來(lái)波信號(hào)載噪比為10 dB時(shí),仿真得到0°～180°角度下兩射頻通道相位共軛的結(jié)果如圖8所示,可以看到相位共軛誤差均在±1.4°范圍內(nèi)。設(shè)置來(lái)波載噪比范圍為-11～10 dB,再進(jìn)行仿真測(cè)試,得到如圖9所示的最大相位共軛誤差情況,可以看到隨著載噪比的降低,相位共軛誤差開(kāi)始增大,該電路在信噪比較差的情況下仍能保持較好的相位共軛精度。

圖8 0°～180°角度范圍下兩射頻通道相位共軛結(jié)果

Fig.9 不同載噪比情況下的最大相位共軛誤差

3.4 鎖相范圍

改變?cè)O(shè)定的VCO振蕩頻率和調(diào)制載波的頻率差,使得頻差選擇范圍為5 kHz、10 kHz、15 kHz、20 kHz,進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn),電路仍能正確解調(diào)。然后不斷增大頻差,直到系統(tǒng)失鎖,無(wú)法正確解調(diào)信號(hào)。最后通過(guò)仿真結(jié)果可以得到,當(dāng)頻率差范圍在[-60 kHz,60 kHz]之間時(shí)(精度為1 kHz),該Costas環(huán)電路仍然能夠?qū)π盘?hào)進(jìn)行正確解調(diào),這說(shuō)明了該電路也可以在存在多普勒頻移的情況下正常工作。

4 結(jié) 論

本文提出了一種新的可用于雙工通信的相位共軛電路,將Costas環(huán)結(jié)構(gòu)與外差混頻結(jié)構(gòu)相結(jié)合實(shí)現(xiàn)電路的相位共軛性能和通信能力,結(jié)果表明,該電路具備如下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)。

(1)采用Costas鎖相環(huán)結(jié)構(gòu),無(wú)需額外的導(dǎo)頻信號(hào),實(shí)現(xiàn)對(duì)復(fù)雜調(diào)相信號(hào)的載波提取和相位共軛的功能,達(dá)到雙工通信的目的。

(2)實(shí)現(xiàn)對(duì)QPSK相位調(diào)制的來(lái)波信號(hào)的直接解調(diào),并且具有較好的抗噪聲干擾性能。

(3)各通道解調(diào)信號(hào)相位相同,可以使各路解調(diào)輸出信號(hào)同相疊加,提高了解調(diào)信號(hào)的質(zhì)量。

(4)對(duì)于不同頻差時(shí)的仿真結(jié)果,鎖相范圍為[-60 kHz,60 kHz],鎖相精度1 kHz。此時(shí)的鎖相環(huán)仍能夠滿足大部分解調(diào)需求,仍能夠進(jìn)行正確解調(diào),因此該電路也可以在存在多普勒頻移的情況下正常工作。

同時(shí),電路中各個(gè)通道的接收端互不影響,提高了電路的容錯(cuò)率。綜上可得,該電路方案在一定程度上促進(jìn)了方向回溯天線系統(tǒng)與現(xiàn)代通信系統(tǒng)結(jié)合。