高速磁浮車載電網(wǎng)DC/DC變換器研究

戴 玉，郭育華

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高速磁浮車載電網(wǎng)DC/DC變換器研究

戴 玉，郭育華

上海高速磁浮24 V車載電網(wǎng)DC/DC變換器采用MRC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和下垂均流法，參數(shù)設(shè)計(jì)復(fù)雜、效率低，電壓調(diào)整率低且均流誤差大。本文基于最大電流均流法設(shè)計(jì)一種分布式LLC諧振變換器以改進(jìn)車載電網(wǎng)，分析了LLC變換器及并聯(lián)均流控制器的原理特性，并研制樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該車載電網(wǎng)直流變換器的優(yōu)越性。

LLC諧振變換器；最大電流均流法；車載電網(wǎng)

0 引言

24 V車載電網(wǎng)是高速磁浮的關(guān)鍵子系統(tǒng)，其電壓由400 V電網(wǎng)通過DC/DC變換器轉(zhuǎn)換得到。DC/DC變換器主要用于安全性和供電可靠度要求高、功率需求大的用電設(shè)備供電，對(duì)其安全性、可靠冗余性及帶載能力要求較高[1]。由于列車空間狹小散熱有限，應(yīng)采用軟開關(guān)設(shè)計(jì)電源，減小損耗并提高效率。均勻分配負(fù)載電流是確保分布式電源可靠并聯(lián)的關(guān)鍵，DC/DC變換器采用分布式結(jié)構(gòu)，8個(gè)相互獨(dú)立的開關(guān)電源模塊輸出并聯(lián)[2]，由于各模塊外特性不同，直接并聯(lián)難以保證均勻分擔(dān)負(fù)載電流，系統(tǒng)可靠性較差。如上海磁浮示范運(yùn)營(yíng)線車載電網(wǎng)DC/DC變換器，其主電路采用半橋MRC（Multi-Resonant Converter，多諧振變換器）拓?fù)洌C振參數(shù)設(shè)計(jì)復(fù)雜，體積大，重載時(shí)可能存在兩整流管直通、效率隨輸入電壓增加明顯下降等問題[3]。多模塊并聯(lián)采用下垂法均流方式，電壓調(diào)整率低，均流精度低，進(jìn)而影響車載電網(wǎng)性能。

LLC諧振變換器可在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，提高電源效率；最大電流均流法能有效提高并聯(lián)模塊的均流精度及冗余可靠性。本文基于LLC變換器拓?fù)洳捎米畲箅娏骶鞣ㄑ芯亢驮O(shè)計(jì)分布式DC/DC變換器，對(duì)24 V車載電網(wǎng)進(jìn)行改進(jìn)，以提高變換器效率、均流精度和可靠性。

1 LLC諧振變換器特性分析

相比MRC，LLC諧振變換器可在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管零電壓導(dǎo)通ZVS（Zero Voltage Switching），副邊二極管零電流關(guān)斷ZCS（Zero Current Switching），從而減小開關(guān)損耗實(shí)現(xiàn)高效率，無需均壓電容，可減小體積。圖1所示為半橋LLC諧振變換器主電路，其中輸入電壓in、開關(guān)管Q1和Q2構(gòu)成方波產(chǎn)生器，開關(guān)管以50%固定占空比互補(bǔ)導(dǎo)通，將輸入電壓斬波成幅值為in、谷值為0的方波注入諧振網(wǎng)絡(luò)；諧振網(wǎng)絡(luò)由諧振電感r、諧振電容r和激磁電感m構(gòu)成，r同時(shí)起隔直作用，穩(wěn)態(tài)時(shí)直流電壓分量為in/2；TR為匝比∶1∶1的高頻變壓器；整流二極管D1和D2、濾波電容o構(gòu)成整流濾波網(wǎng)絡(luò)；L為負(fù)載。

LLC諧振變換器有2個(gè)諧振頻率點(diǎn)，一個(gè)由r和r決定，即

另一個(gè)由r、r和m決定，即

圖1 半橋LLC變換器主電路

開關(guān)頻率s通常工作在m～r范圍內(nèi)，此時(shí)開關(guān)網(wǎng)絡(luò)等效負(fù)載表現(xiàn)為感性[4]，半橋LLC諧振變換器關(guān)鍵波形如圖2所示。0時(shí)刻，電流Lr＜0，Q1的體二極管導(dǎo)通，此時(shí)開通Q1可實(shí)現(xiàn)ZVS；直流輸入加在諧振網(wǎng)絡(luò)，Lr以正弦形式增加，激磁電感電壓被鉗位為o，其電流Lm線性增加，該過程中r和r參與諧振；1時(shí)刻，Lr=Lm，整流二極管ZCS關(guān)斷，輸出電容對(duì)負(fù)載放電，該過程中m、r和r共同諧振；2時(shí)刻，Q1關(guān)斷，Lr為正，對(duì)Q1的寄生電容充電并對(duì)Q2的寄生電容放電，使Q2的漏源電壓為0；3時(shí)刻，Lr通過Q2的體二極管流通，開通Q2，可實(shí)現(xiàn)ZVS。

圖2 半橋LLC諧振變換器關(guān)鍵工作波形

由基波近似法可得變換器諧振網(wǎng)絡(luò)電壓增益為

式中，n=s/r，=m/r，ac=82L/π2，品質(zhì)因數(shù)=2πrr/ac。

根據(jù)式（3）繪制=5時(shí)不同品質(zhì)因數(shù)下的LLC諧振變換器增益曲線如圖3所示?？煽闯?，開關(guān)頻率s等于諧振頻率r，即n= 1時(shí)，變換器電壓增益恒為1，不隨負(fù)載變化而變化。

圖3 K=5時(shí)LLC諧振網(wǎng)絡(luò)電壓增益曲線

2 并聯(lián)均流控制

DC/DC變換器采用分布式結(jié)構(gòu)，若將輸出端直接并聯(lián)，各模塊參數(shù)不同致使功率分配不均，外特性好的模塊承受的電流應(yīng)力較大，損耗嚴(yán)重，影響電源整體效率和可靠性。傳統(tǒng)24 V車載電網(wǎng)DC/DC變換器采用下垂法均流，人為增大輸出阻抗實(shí)現(xiàn)近似均流，但電壓調(diào)整率下降，均流精度低。均流精度可用均流誤差%表征，其定義式為

式中，max(I-I)為所有模塊輸出電流最大差，為模塊數(shù)量，I為模塊的輸出電流。

最大電流均流法又稱自動(dòng)主從均流法，各并聯(lián)模塊中輸出電流最大的模塊自動(dòng)成為主模塊，其他模塊相應(yīng)成為從模塊[5]。均流控制器依次調(diào)節(jié)各從模塊的參考電壓，從而調(diào)節(jié)其輸出電流，實(shí)現(xiàn)均流控制。均流母線信號(hào)為低阻抗，對(duì)噪聲不敏感，抗干擾性好。該方法不會(huì)因其中一個(gè)模塊故障而影響整體系統(tǒng)運(yùn)行，可靠性高。

最大電流均流法的控制原理如圖4所示。在電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制的基礎(chǔ)上加入均流環(huán)，個(gè)相同的LLC模塊并聯(lián)，第個(gè)模塊的輸出通過連接阻抗cj接到公共點(diǎn)，L為負(fù)載阻抗。由于二極管的單向?qū)щ娦?，系統(tǒng)中輸出電流最大模塊對(duì)應(yīng)的二極管Dci導(dǎo)通，則該模塊成為主模塊，最大電流信號(hào)傳遞給均流母線CSB，成為其他從模塊的基準(zhǔn)電流。其他從模塊的I與CSB比較，誤差信號(hào)經(jīng)M調(diào)節(jié)后得err，與給定電壓REF疊加共同作為電壓環(huán)的參考電壓。電壓調(diào)節(jié)器vj輸出作為電流內(nèi)環(huán)給定，與反饋電流I比較調(diào)節(jié)輸出進(jìn)行PFM調(diào)制，調(diào)節(jié)開關(guān)頻率使輸出電流向基準(zhǔn)電流靠近。

圖4 最大電流均流控制原理

圖5為最大電流均流控制系統(tǒng)圖，v()為電壓環(huán)傳遞函數(shù)，vco()為驅(qū)動(dòng)光耦電流到開關(guān)頻率（壓控振蕩器）傳遞函數(shù)，vf()為開關(guān)頻率到輸出電壓傳遞函數(shù)，if()為開關(guān)頻率到輸出電流傳遞函數(shù)，()為電流采樣傳遞函數(shù)，s()為均流放大器傳遞函數(shù)，cc()、cv()和cs()分別為電流環(huán)、電壓環(huán)和均流環(huán)誤差電壓信號(hào)到光耦電流的電流放大器傳遞函數(shù)。

圖5 最大電流均流控制系統(tǒng)圖

系統(tǒng)輸出外部增益表達(dá)式為

式中，電壓環(huán)v、電流環(huán)i和均流環(huán)s的開環(huán)增益表達(dá)式分別為

v() =vco()vf()v()cv() （8）

i() = Gif()()cc()vco() （9）

s() = Gif()()s()cs()vco() （10）

可利用式（7）判斷系統(tǒng)穩(wěn)定性，要求均流傳遞函數(shù)帶寬窄，低頻增益和相位裕度較大。

實(shí)際進(jìn)行均流控制時(shí)，均流芯片內(nèi)置驅(qū)動(dòng)放大器將閉環(huán)調(diào)節(jié)信號(hào)通過光耦電流傳輸?shù)絃LC集成控制芯片以調(diào)節(jié)開關(guān)頻率。光耦工作在線性區(qū)，驅(qū)動(dòng)放大器輸出電壓與光耦的發(fā)光二極管電流呈線性；光耦電流反饋到壓控振蕩器電路傳遞函數(shù)為[6]

式中，為光耦傳輸比，vco為光耦集基結(jié)電容，結(jié)電容的大小影響光耦帶寬。

LLC變換器的控制到輸出的傳遞函數(shù)可用三階多項(xiàng)式近似表示為

vf為低頻增益，正比于直流增益曲線在相應(yīng)工作點(diǎn)的斜率；二階極點(diǎn)0及阻尼因子隨工作條件變化；低頻極點(diǎn)pl由濾波產(chǎn)生，pl=1/(coo)為ESR零點(diǎn)。LLC變換器的小信號(hào)隨工作狀態(tài)變化，影響動(dòng)態(tài)性能，可參考文獻(xiàn)[7，8]，利用擴(kuò)展描述函數(shù)法仿真擬合計(jì)算。

均流環(huán)采用比例調(diào)節(jié)，電壓環(huán)、電流環(huán)按PI補(bǔ)償器設(shè)計(jì)零極點(diǎn)，并保證一定帶寬和調(diào)節(jié)速度。

3 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)

研制一臺(tái)基于LLC諧振變換器的分布式DC/DC變換器樣機(jī)，主要技術(shù)指標(biāo)為

輸入電壓范圍：330～440 V；

額定輸入電壓：400 V；

輸出電壓：24 V；

輸出功率：100 W×2；

諧振點(diǎn)頻率：r= 200 kHz。

輸入電壓=in-nom（額定電壓）時(shí)變換器工作在諧振點(diǎn)，可獲得最高效率。額定輸入時(shí)變換器的電壓增益nom=1，諧振網(wǎng)絡(luò)電壓增益范圍由下式得到：

式中，in_min為最低輸入電壓，in_max為最高輸入電壓。和的選擇原則是保證電壓增益的條件下盡量選大，以減小環(huán)流，提高效率。本文設(shè)計(jì)=5，=0.35，參考圖3增益曲線。

實(shí)現(xiàn)輸出o=24 V，變壓器匝比為

交流等效負(fù)載阻抗為

式中，為變換器效率。

分別計(jì)算諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)諧振電容r、諧振電感r、激磁電感m為

m=·r（19）

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)主要參數(shù)見表1。

表1 樣機(jī)器件主要參數(shù)

圖6所示為單模塊LLC諧振變換器在額定電壓、滿載條件下，主開關(guān)管Q1的柵源電壓gs1、漏源電壓ds1、諧振電感電流Lr及負(fù)載電流L波形。由Lr波形可知，此時(shí)LLC變換器工作在諧振頻率點(diǎn)，開關(guān)頻率約為181 kHz，接近電路設(shè)計(jì)的諧振頻率，由gs1和ds1波形可看出主開關(guān)管Q1實(shí)現(xiàn)了ZVS。

圖7為滿載條件下兩模塊并聯(lián)均流的實(shí)驗(yàn)波形，包括2個(gè)模塊主開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓gs_1、gs_2以及輸出電流L1和L2。從圖7可以看出，模塊1為主模塊，輸出電流4.11 A，開關(guān)頻率為180.6 kHz；模塊2為從模塊，輸出電流4.02 A，開關(guān)頻率為180.1 kHz，均流誤差2.2%。

圖6 額定輸出滿載條件下的實(shí)驗(yàn)波形

圖7 滿載條件下模塊并聯(lián)均流的實(shí)驗(yàn)波形

圖8（a）、（b）分別為75%負(fù)載和滿載條件下上電啟動(dòng)時(shí)的負(fù)載電流波形。啟動(dòng)時(shí)，模塊1因基準(zhǔn)電壓高成為主模塊，其輸出電壓高于其他從模塊，從模塊處于閑置狀態(tài)，此時(shí)主模塊提供所有電流，并在均流母線上輸出相應(yīng)電流信號(hào)。從模塊負(fù)載電流與主模塊負(fù)載電流之間存在偏差，調(diào)整放大器的輸出信號(hào)以提高基準(zhǔn)電壓，使之接近主模塊基準(zhǔn)電流以實(shí)現(xiàn)輸出均流。

圖8 上電啟動(dòng)時(shí)負(fù)載電流波形

圖9（a）、（b）分別為額定電壓下75%負(fù)載突增到滿載、滿載突減到半載的實(shí)驗(yàn)波形，可見系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，可靠性高。

圖10為額定輸入不同負(fù)載時(shí)穩(wěn)態(tài)輸出電流o與均流誤差%的關(guān)系曲線?？梢钥闯?，輕載時(shí)電流較小，采樣電阻引入誤差更明顯，隨著負(fù)載電流增加，均流誤差減小。

圖9 負(fù)載跳變實(shí)驗(yàn)波形

圖10 穩(wěn)態(tài)輸出電流與均流誤差關(guān)系曲線

5 結(jié)語

高速磁浮車載電源變換器存在效率低、可靠性差等問題，本文引入基于最大電流法均流控制的分布式LLC諧振變換器改進(jìn)車載電網(wǎng)。理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果充分說明該變換器具有以下優(yōu)點(diǎn)：（1）LLC諧振變換器在全負(fù)載范圍內(nèi)均能實(shí)現(xiàn)ZVS，損耗低；（2）引入最大電流法實(shí)現(xiàn)分布式電源的并聯(lián)均流，響應(yīng)快，均流誤差小，可靠性高。

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24 V electric network DC/DC converter, carried on Shanghai High Speed Maglev Train, adopts MRC topological structure and voltage drop current sharing method, with disadvantages of complicated design of parameters, low efficiency, low voltage regulation rate and great error of current sharing. A type of distributed LLC resonant converter has been designed on the basis of maximum current sharing method so as to improve the train carried electric network system. And a sample converter has been developed for purpose of experiment and verification, and the experiment results show that the train carried electric network DC/DC converter is more superior.

LLC resonant converter; maximal current sharing method; train carried electric network

U239.5

A

1007-936X(2018)02-0083-05

2017-07-26

10.19587/j.cnki.1007-936x.2018.02.022

戴 玉.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，碩士研究生，電力電子與電力傳動(dòng)研究方向；郭育華.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，副教授。