小電容變頻器兩相旁路分時(shí)切換控制策略

謝仕宏,梁 力,周 強(qiáng)

(陜西科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院,陜西 西安 710021)

0 引言

電機(jī)是工業(yè)、生產(chǎn)領(lǐng)域廣泛應(yīng)用的基本動力源,它有許多優(yōu)點(diǎn),例如簡單的結(jié)構(gòu),強(qiáng)大的環(huán)境適應(yīng)能力.然而,目前的電機(jī)起動電流大、起動轉(zhuǎn)矩小,給負(fù)載啟動帶來不便.常用的軟起動器所依據(jù)的理論是電動機(jī)穩(wěn)態(tài)數(shù)學(xué)模型的調(diào)壓調(diào)速原理,在降低起動電流的同時(shí)也降低了起動轉(zhuǎn)矩.因此,具有高起動轉(zhuǎn)矩的軟起動設(shè)備的研發(fā)成為解決問題的關(guān)鍵.

感應(yīng)電動機(jī)的軟起動技術(shù)是以特定的電路結(jié)構(gòu)及其控制方法為基礎(chǔ).對目前的電路結(jié)構(gòu)采用新的控制方法,或?qū)π碌碾娐费芯啃碌目刂评碚?是解決現(xiàn)有的軟起動技術(shù)問題的方向之一.改善觸發(fā)角度控制策略的感應(yīng)電動機(jī)的軟起動技術(shù),會產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩下降,轉(zhuǎn)速波動等問題[1].在現(xiàn)有三相晶閘管改變相位調(diào)節(jié)電壓的基礎(chǔ)上引入空間電壓矢量理論來分析感應(yīng)電機(jī)的電壓波形,利用對空間電壓矢量的排列組合,實(shí)現(xiàn)高起動轉(zhuǎn)矩的離散變頻軟起動控制,但是這種方法不易控制并且成本高昂[2,3].對變頻器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行改良,研究感應(yīng)電機(jī)變頻軟起動的旁路切換方法,基于全控器件的斬波調(diào)壓加離散變頻的控制方法,能在一定程度上減小轉(zhuǎn)矩脈動,使電機(jī)平穩(wěn)的運(yùn)行,提高了電機(jī)的啟動轉(zhuǎn)矩[4-6].晶閘管離散變頻應(yīng)用于電機(jī)驅(qū)動的最佳觸發(fā)角計(jì)算方法,但其離散變頻的特點(diǎn)基本沒變且諧波含量較高,轉(zhuǎn)矩脈動較大[7].

目前,對于變頻器旁路分時(shí)切換的分析較少[8],本文提出了一種基于六邊形空間電壓矢量的兩相旁路分時(shí)切換控制的變頻軟起動控制策略,研究了180°方波逆變旁路分時(shí)切換控制方法,進(jìn)行Simulink仿真,分析了該控制方法下的旁路切換電流響應(yīng).分時(shí)切換時(shí)電壓平衡性較好,轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速及電磁轉(zhuǎn)矩平穩(wěn),極大的減小了電機(jī)的沖擊電流,防止切換過程變頻器發(fā)生短路故障.

1 感應(yīng)電機(jī)軟起動控制及旁路切換原理

1.1 感應(yīng)電機(jī)軟起動控制原理

根據(jù)感應(yīng)電機(jī)變頻調(diào)速原理,感應(yīng)電機(jī)同步轉(zhuǎn)速如式(1)所示.逐漸調(diào)整變頻器輸出電壓頻率,可以控制感應(yīng)電機(jī)的轉(zhuǎn)速由低到高穩(wěn)步上升.

式(1)中:f1為定子電壓頻率,np為電機(jī)極對數(shù).

感應(yīng)電機(jī)變頻軟起動具有較大的起動轉(zhuǎn)矩,其基本原理如式(2)所示.在逐步調(diào)整變頻器輸出電壓的同時(shí),保持Us/f1比恒定,可實(shí)現(xiàn)感應(yīng)電機(jī)軟起動過程氣隙磁通恒定.再由式(3)可知,感應(yīng)電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩等于定子電流與氣隙磁鏈的矢量積[9].因此,感應(yīng)電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩正比于氣隙磁鏈的大小.由式(2)可知,感應(yīng)電機(jī)軟起動過程 可以保持近似恒定的氣隙磁通.

式(2)中:Φm為氣隙磁通;Ug為定子電壓;Ns為定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù);kNs為定子基波繞組系數(shù)[10].

式(3)中:Te為電磁轉(zhuǎn)矩;為定子電流空間矢量;為氣隙磁鏈空間矢量.

在小電容變頻器感應(yīng)電機(jī)變頻軟起動時(shí),按Us/f1的值為常數(shù)逐步增加變頻器輸出電壓的頻率f1,使電機(jī)轉(zhuǎn)速穩(wěn)步上升,則可實(shí)現(xiàn)感應(yīng)電機(jī)以額定轉(zhuǎn)矩起動,使電機(jī)轉(zhuǎn)速平穩(wěn)上升到額定轉(zhuǎn)速,實(shí)現(xiàn)起動電路小、起動轉(zhuǎn)矩大的目的[11].

1.2 感應(yīng)電機(jī)系統(tǒng)旁路切換原理

感應(yīng)電機(jī)系統(tǒng)旁路切換原理如圖1所示.定義逆變器開關(guān)向量S為(S1,S2,S3),Si=1(i=1,2,3)代表逆變器上橋臂對應(yīng)開關(guān)元件導(dǎo)通、下橋臂開關(guān)元件關(guān)閉;Si=0(i=1,2,3)代表逆變器上橋臂對應(yīng)開關(guān)元件關(guān)閉、下橋臂開關(guān)元件導(dǎo)通.

圖1 感應(yīng)電機(jī)旁路切換原理

感應(yīng)電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí),變頻器直流母線電壓近似為整流器輸出的六脈波電壓.根據(jù)三相不可控整流電路工作特性可知,每個(gè)六脈波電壓波頭持續(xù)期間,整流器有兩個(gè)二極管導(dǎo)通,每個(gè)電壓波頭即為對應(yīng)時(shí)刻的輸入電源線電壓[12].三相輸入相電壓和導(dǎo)通二極管及理想狀態(tài)下變頻器直流母線六脈波電壓如圖2所示.變頻器等效電路如圖3(a)和(b)所示.

圖2 三相整流器導(dǎo)通時(shí)序圖

分析圖3可知,六脈波電壓期間,感應(yīng)電機(jī)都存在兩相繞組等效與電網(wǎng)電壓直接相連,具備旁路切換操作條件,但第三相不滿足旁路切換的條件[13].

圖3 變頻器-感應(yīng)電機(jī)系統(tǒng)瞬時(shí)等效電路

因此,本文提出一種兩相分時(shí)旁路切換操作方法.理論上,圖2(a)所示t1到t6區(qū)間都可以實(shí)現(xiàn)兩相旁路操作,以t1時(shí)間內(nèi)分時(shí)旁路切換來說明其操作原理.

第一步變頻器驅(qū)動感應(yīng)電機(jī)運(yùn)行到工頻50 Hz,待電機(jī)運(yùn)行穩(wěn)定后啟動旁路切換操作.

第二步檢測變頻器三相輸入電壓的相位和實(shí)際導(dǎo)通的晶閘管,逐步調(diào)整逆變器觸發(fā)脈沖相位,選擇符合圖3(a)或(b)所示導(dǎo)通條件的時(shí)刻完成感應(yīng)電機(jī)a、b相繞組分時(shí)旁路切換[14].即調(diào)整逆變器觸發(fā)脈沖相位,當(dāng)檢測到D1和D4導(dǎo)通,使逆變器開關(guān)向量為(1,0,0)或(1,0,1),閉合圖1所示開關(guān)KM21和KM22.

第三步檢測未進(jìn)行旁路的電機(jī)c相電流,待該電流下降到零時(shí)或小到一定數(shù)值時(shí)斷開變頻器與感應(yīng)電機(jī)之間開關(guān)KM11、KM12、KM13.根據(jù)圖2所示電壓波形可以看出,在t1時(shí)間內(nèi),電源C相電壓由正向負(fù)過零,若感應(yīng)電機(jī)c相電流滯后電壓小于30°時(shí),則t1時(shí)間內(nèi)存在電流過零,則待電流下降到一定數(shù)值,并在t1時(shí)間內(nèi)(3.33 ms)斷開變頻器與感應(yīng)電機(jī)直接的開關(guān)KM11、KM12、KM13.

第四步閉合旁路開關(guān)KM23,完成旁路分時(shí)切換操作.

2 旁路分時(shí)切換過程感應(yīng)電機(jī)兩相供電特性分析

旁路分時(shí)切換過程感應(yīng)電機(jī)由三相供電運(yùn)行變換到兩相旁路供電運(yùn)行.為簡化分析過程,假定在分時(shí)切換到兩相供電運(yùn)行之前感應(yīng)電機(jī)已處于穩(wěn)態(tài),并取轉(zhuǎn)子角頻率近似等于同步角頻率[15].同時(shí)假定分時(shí)切換過程發(fā)生在圖2(a)所示t1區(qū)間.

取三相交流電源為

式(4)中:Um為三相電源相電壓峰值;ω1為三相電源角頻率;uA為電網(wǎng)A 相電壓;uB為電網(wǎng)B相電壓;uC為電網(wǎng)C相電壓.

假設(shè)感應(yīng)電機(jī)在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)由三相供電切換到兩相供電[16],電機(jī)a、b相導(dǎo)通、c相斷開,由圖3(a)或(b)建立α-β坐標(biāo)系下a、b兩相供電感應(yīng)電機(jī)數(shù)學(xué)模型,并取α軸與c相繞組軸線重合,如圖4所示,則根據(jù)正交變換可得:

圖4 兩相供電等效電路模型

式(9)中:isα,isβ為α-β坐標(biāo)系下定子α,β軸電流;usα,usβ為α-β坐標(biāo)系下定子α,β軸電壓;ia,ib,ic為感應(yīng)電機(jī)a、b、c相電流;uAB為感應(yīng)電機(jī)a、b相線電壓.再由式(4)可得a、b相線電壓:

靜止α-β坐標(biāo)系下感應(yīng)電機(jī)動態(tài)數(shù)學(xué)模型如下定子電壓方程:

式(11)～(13)中:P為微分算子;irα,irβ為α-β坐標(biāo)系下轉(zhuǎn)子α,β軸電流;Ψsα,Ψsβ為α-β坐標(biāo)系下定子α,β軸磁鏈;Ψrα,Ψrα為α-β坐標(biāo)系下轉(zhuǎn)子α,β軸磁鏈;Ls為α-β坐標(biāo)系下定子繞組電感;Lr為α-β坐標(biāo)系下轉(zhuǎn)子繞組電感;Lm為定、轉(zhuǎn)子繞組互感;Rs為定子電阻;Rr為轉(zhuǎn)子電阻;ωr為轉(zhuǎn)子角速度.

根據(jù)式(4)、(11)、(12)、(13)可得:

由式(18)可以看出,其特征方程共有5個(gè)根,一個(gè)負(fù)實(shí)根,兩對共軛復(fù)數(shù)根.負(fù)實(shí)根對應(yīng)直流衰減分量,一對共軛復(fù)數(shù)根s1,2=±jω1對應(yīng)定子電壓激勵(lì)的響應(yīng),另一對共軛復(fù)根受轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角頻率影響,即受反電動勢激勵(lì)的響應(yīng)[17].以表1所示的感應(yīng)電機(jī)參數(shù)為例,代入式(18),并假定切換前轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速為額定轉(zhuǎn)速,以圖2(a)中t1起始時(shí)刻為計(jì)時(shí)零點(diǎn),則θ0=-π/6,可得:

表1 22 kw電機(jī)參數(shù)

式(21)的結(jié)果顯示,定子a相電流包含三個(gè)分量.其中,一個(gè)是衰減速度較快的直流分量,仿真結(jié)果如圖5(a)所示;另一個(gè)是以定子角頻率變化的正弦衰減分量,其結(jié)果如圖5(b)所示;還有一個(gè)是以轉(zhuǎn)子角頻率變化的分量,其仿真結(jié)果如圖5(c)所示.總體的電流響應(yīng)如圖5(d)所示.

圖5 三相到兩相切換定子電流響應(yīng)

分析原因是在感應(yīng)電機(jī)兩相供電時(shí),電機(jī)受外部電源激勵(lì),響應(yīng)電流與外部激勵(lì)頻率相同,因此定子電流應(yīng)包含按定子角頻率變化的正弦分量;其次,受感應(yīng)電機(jī)機(jī)械慣性較大的影響,在切換過程轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速變化較小,轉(zhuǎn)子磁鏈在定子繞組上的感應(yīng)電勢形成回路電流,該電流按轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角頻率變化;最后,直流衰減分量主要因?yàn)楦袘?yīng)電機(jī)由三相供電切換到兩相供電時(shí)定子漏磁場儲能衰減所致,其衰減速度與漏磁場時(shí)間常數(shù)有關(guān),因此根據(jù)電機(jī)的運(yùn)行狀態(tài)來判斷分時(shí)切換的效果以及可行性[18].

3 旁路分時(shí)切換控制方法及仿真分析

假定圖1所示變頻器直流母線電壓為標(biāo)準(zhǔn)六脈波電壓,負(fù)載為純阻性負(fù)載,建立如圖6所示仿真模型.在圖6中,開關(guān)KM11、KM12、KM13以及KM21、KM22、KM23是由雙向晶閘管構(gòu)成的快速開關(guān),正反方向控制信號相同.分時(shí)旁路切換控制信號ctr2在(1.5+0.02*45/360)秒由低電平變?yōu)楦唠娖?閉合開關(guān)KM21和KM22,使感應(yīng)電機(jī)a、b兩相旁路.分時(shí)旁路切換控制信號ctr1在(0.5+0.02*90/360)秒由高電平變?yōu)榈碗娖?斷開開關(guān)KM11、KM12和KM13,感應(yīng)電機(jī)a、b相繞組由電源A、B相供電,感應(yīng)電機(jī)c相繞組開路.旁路分時(shí)切換控制信號ctr3在(1.5+0.02*105/360)秒由低電平變?yōu)楦唠娖?閉合開關(guān)KM23,旁路切換過程結(jié)束,選擇負(fù)載30% 和空載旁路切換進(jìn)行對比分析.

圖6 感應(yīng)電機(jī)旁路分時(shí)切換仿真模型

3.1 基于180°方波逆變的分時(shí)旁路切換控制方法

基于180°方波逆變的分時(shí)旁路切換控制方法將脈沖寬度增加到180°,逆變器由兩相導(dǎo)通變成三相導(dǎo)通,可有效減小因電壓不對稱產(chǎn)生的負(fù)序分量.但基于180°方波逆變的旁路分時(shí)切換條件及其持續(xù)時(shí)間保護(hù)不變[19],同為3.33 ms.如圖7(b)所示,可以看出每一時(shí)刻逆變器都存在3個(gè)高電平觸發(fā)脈沖.

圖7 180°方波逆變觸發(fā)原理

根據(jù)上述分析,制定180°方波逆變的旁路分時(shí)切換控制方法如下[20]:

第一步待電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行后,檢測三相電源電壓相位,逐步調(diào)整180°方波逆變控制脈沖相位如圖7所示.

第二步當(dāng)D1、D4導(dǎo)通,ug1和ug4為高電平時(shí)旁路圖1所示的KM21和KM22.

第三步檢測電機(jī)c相電流,當(dāng)c相電流下降到零時(shí)斷開變頻器與感應(yīng)電機(jī)之間開關(guān)KM11、KM12、KM13.

第四步閉合旁路開關(guān)KM23,完成旁路切換操作.

3.2 基于180°方波逆變的旁路分時(shí)切換仿真分析

根據(jù)圖7所示觸發(fā)脈沖,建立基于180°方波逆變控制的小電容變頻器感應(yīng)電機(jī)系統(tǒng)旁路分時(shí)切換仿真模型,仿真結(jié)果如圖8～13所示.

圖8和圖9為基于180°方波逆變控制的感應(yīng)電機(jī)系統(tǒng)空載時(shí)和負(fù)載30%時(shí)感應(yīng)電機(jī)定子三相電流.從圖中可直觀對比切換沖擊電流與起動沖擊電流的大小,切換過程無明顯沖擊電流[21],切換后感應(yīng)電機(jī)由電網(wǎng)供電,受諧波影響較小,負(fù)載電流幅值較小且最大切換電流不超過切換前電流幅值,說明切換過程無沖擊.

圖8 空載時(shí)感應(yīng)電機(jī)定子電流波形

圖9 負(fù)載30%時(shí)感應(yīng)電機(jī)定子電流波形

圖10和圖11所示為變頻器空載和負(fù)載30%時(shí)輸出電流波形.結(jié)果顯示,切換過程變頻器輸出電流無突變,沒有發(fā)生兩相短路故障,切換后變頻器輸出電流為零,實(shí)現(xiàn)了兩相旁路分時(shí)切換.

圖10 空載時(shí)變頻器輸出電流波形

圖11 負(fù)載30%時(shí)變頻器輸出電流波形

圖12和圖13是基于180°方波逆變控制的旁路分時(shí)切換過程感應(yīng)電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速和電磁轉(zhuǎn)矩波形.結(jié)果顯示,切換過程電磁轉(zhuǎn)矩只有短時(shí)較小變化,受轉(zhuǎn)子慣性作用轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速基本無變化.180°方波逆變控制下的電磁轉(zhuǎn)矩脈動要小,轉(zhuǎn)速也更加平穩(wěn),切換過程轉(zhuǎn)速波動也小.

圖12 空載時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)子和電磁轉(zhuǎn)矩

圖13 負(fù)載30%時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)子和電磁轉(zhuǎn)矩

4 結(jié)論

本文分析了180°方波逆變控制旁路分時(shí)切換控制策略.結(jié)果表明,通過控制變頻器觸發(fā)脈沖形成的變頻器兩相持續(xù)導(dǎo)通狀態(tài)最大可達(dá)六分之一工頻周期,即3.3 ms,提出的兩相旁路分時(shí)切換控制方法可防止切換過程變頻器發(fā)生短路故障,感應(yīng)電機(jī)沖擊電流較小[22].180°方波逆變控制下電機(jī)為三相對稱運(yùn)行,電壓平衡性較好,切換沖擊電流比電機(jī)穩(wěn)態(tài)定子電流要小,轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速及電磁轉(zhuǎn)矩平穩(wěn).