一種大輸出電流的電荷泵電路設(shè)計(jì)

李龍鎮(zhèn)

（延邊大學(xué)工學(xué)院，吉林延吉，133002）

0 引言

隨著集成電路工藝技術(shù)的發(fā)展和芯片工藝技術(shù)的提高導(dǎo)致所需要的電源電壓越來越低，但在DRAM 存儲(chǔ)器、FLASH存儲(chǔ)器、EEPROM 存儲(chǔ)器以及其它一些芯片電路設(shè)計(jì)中，由于需要熱電子、熱空穴以及在讀寫控制電路中的隧道效應(yīng)都需要較高電壓，因此電荷泵電路成為必不可少的芯片電路組成部分[1-4]。

當(dāng)對(duì)NOR 類型閃存進(jìn)行編程時(shí)，流過位線(bit-line)的電流相當(dāng)大，因此在這種情況下，電荷泵不僅要能夠提供高電壓，而且還需要一定的驅(qū)動(dòng)能力，即有相當(dāng)?shù)妮敵鲭娏鳌Ｒ虼嗽O(shè)計(jì)具備一定驅(qū)動(dòng)能力的電荷泵電路顯得非常重要，并且隨著芯片工藝技術(shù)的發(fā)展，在很多應(yīng)用場(chǎng)合都需要高電壓和大輸出電流的電荷泵，因此本文設(shè)計(jì)的電荷泵電路具備一定的應(yīng)用需求。

本文提出了一種新型的電荷泵電路，采用了并聯(lián)方式的常用電荷泵電路，并通過設(shè)計(jì)高電壓互補(bǔ)開關(guān)傳輸門電路實(shí)現(xiàn)兩個(gè)常用電荷泵電路的交互輸出，即通過開關(guān)脈沖確保某一時(shí)段只有一個(gè)常用電荷泵電路在輸出電流，而另外一個(gè)處于充電恢復(fù)狀態(tài)，另外一個(gè)時(shí)段則相反。而對(duì)于常用電荷泵電路來說，當(dāng)輸出電流過大，電源電壓和開關(guān)脈沖提供的電荷不能滿足輸出電流的需求時(shí)，則輸出電壓將開始出現(xiàn)大幅下降，如果為了提供大輸出電流，需要串聯(lián)更多的常用電荷泵單元電路，將導(dǎo)致輸出電壓過高，容易造成MOS 三極管的擊穿。而本文提出的大輸出電流電荷泵電路在不提高輸出電壓的條件下，由于采用了分工輸出，使電荷泵有充電恢復(fù)狀態(tài)時(shí)間，所以可以提供較大的電流，最后通過HSPICE 仿真程序驗(yàn)證了設(shè)計(jì)思路，得出了采用并聯(lián)方式的電荷泵電路確實(shí)能夠提高電荷泵驅(qū)動(dòng)能力的結(jié)論。

1 大輸出電流的電荷泵電路

電荷泵電路源自于采用PN 結(jié)二級(jí)管連接的Dickson 電荷泵電路，發(fā)展到了在標(biāo)準(zhǔn)CMOS 工藝中采用二級(jí)管連接方式的MOS 三極管電荷泵電路[5-7]。由于二級(jí)管的導(dǎo)通電壓和MOS管的閥值電壓的影響，這種電荷泵電路的效率受到了影響，最終由文獻(xiàn)[8-9]提出的電荷泵電路，消除了閥值電壓以及電荷損耗的問題，成為常用的電荷泵電路。

常用的電荷泵單元電路如圖1 所示，電荷泵單元電路工作原理是利用相互反向、幅度值為電源電壓VDD 的矩形波開關(guān)脈沖，使交叉耦合的MOS 三極管MN1、MN2 分別導(dǎo)通，給C1和C2 充電到VDD，并且使交叉耦合的MOS 三極管MP1 和MP2分別導(dǎo)通，輸出端得到Vin+VDD 輸出電壓。具體情況如下，當(dāng)開關(guān)脈沖為CLK 高電平CLKB 為低電平時(shí)，MN2 導(dǎo)通，C2 充電，MP1 導(dǎo)通，使C1 上充電的電荷釋放到輸出端，反之當(dāng)開關(guān)脈沖CLK 為低電平CLKB 為高電平時(shí)，MN1 導(dǎo)通，C1 充電，MP2 導(dǎo)通，使C2 上充電的電荷釋放到輸出端，通過這種交互型充放電方式得到Vin+VDD 輸出電壓。圖1 中虛線框部分是考慮到體效應(yīng)(body effect)而確保MN1 三極管的襯底連接到低電壓的附加電路，使MN1 的襯底保持接到Vin 和N2 點(diǎn)的較低電壓端。其余的MN2、MP1 和MP2 都采用相同的原理，保證NMOS 三極管襯底接在低電壓端，PMOS 三極管的襯底接在高電壓端[10]。這是電荷泵電路中的一個(gè)基本單元，其每個(gè)單元提升電壓的幅度達(dá)不到開關(guān)脈沖的電壓幅度VDD，提升的幅度由泵電容與分布電容的比值、開關(guān)脈沖的頻率大小以及輸出電流的大小來決定，但不是開關(guān)脈沖的頻率越高越好，因?yàn)殚_關(guān)脈沖頻率越高，分布電容所起的作用越大，泵電容越大，充滿和釋放電荷所需要的時(shí)間越長，則導(dǎo)致所需要的開關(guān)脈沖頻率變小，再考慮各個(gè)元件所占的芯片面積，所以需要綜合考慮，反復(fù)試驗(yàn)來決定各個(gè)因子的大小。雖然輸出電流越小電壓提升的幅度越大，但本設(shè)計(jì)的目的就是提高輸出電流，所以只能串聯(lián)電荷泵基本單元。把這樣的電荷泵基本單元串聯(lián)起來就得到如圖2 所示的電路，根據(jù)所需要的高電壓值，可串聯(lián)多個(gè)電荷泵單元電路得到所需要的高電壓。由于受到單位時(shí)間內(nèi)VDD 和CLK 以及CLKB 所提供的電荷量的限制，該電荷泵電路的電流驅(qū)動(dòng)能力受限于一定范圍內(nèi)，因此，本文為了滿足實(shí)際應(yīng)用的需求，提出了大輸出電流的電荷泵電路。

圖1 常用電荷泵單元電路

圖2 常用電荷泵電路

本文提出的大輸出電流電荷泵電路如圖3 所示，把圖2所示的電荷泵電路并聯(lián)起來并在終端利用高電壓互補(bǔ)開關(guān)電路連接到負(fù)載。由于圖2 所示的電荷泵電路當(dāng)負(fù)載索取較大電流時(shí)，電源電壓VDD 和開關(guān)脈沖CLK 以及CLKB 無法提供更多的電荷，所以導(dǎo)致輸出端的電壓大幅下降。為了解決這個(gè)問題，圖3 采用了高電壓互補(bǔ)開關(guān)電路，通過兩個(gè)反向脈沖，任意時(shí)刻只有一個(gè)高電壓互補(bǔ)開關(guān)導(dǎo)通，通過兩個(gè)高電壓互補(bǔ)開關(guān)電路交叉導(dǎo)通，使電荷泵電路得到電荷充電的時(shí)間，因此可以輸出較大的電流。

圖3 大輸出電流電荷泵電路

常用的互補(bǔ)開關(guān)電路的輸入端電壓不超過開關(guān)脈沖的電壓，但由于本設(shè)計(jì)中互補(bǔ)開關(guān)電路接在電荷泵電路的輸出端，即傳輸?shù)碾妷簽楦唠妷?，而CLK 和CLKB 是幅度僅為VDD的低電壓開關(guān)脈沖，因此需要設(shè)計(jì)出適合于高電壓的互補(bǔ)開關(guān)電路，即把電容和開關(guān)脈沖串聯(lián)起來，通過輸入端對(duì)電容的充電所產(chǎn)生的電壓及開關(guān)脈沖的自身電壓之和，可驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)開關(guān)三極管，使整個(gè)系統(tǒng)正常工作。

圖4 所示的高電壓互補(bǔ)開關(guān)電路的工作原理如下，當(dāng)CLK 為高電平CLKB 為低電平時(shí)，由于C1 兩端電壓不能突變，所以N1 點(diǎn)的電壓也上跳VDD 電壓值，而N2 點(diǎn)的電壓為低電壓，導(dǎo)致MN1 和MP1 導(dǎo)通，使VIN 通過MN1、MP1 組成的互補(bǔ)傳輸門傳輸?shù)捷敵龆薞OUT，即高電壓互補(bǔ)傳輸門電路處于導(dǎo)通狀態(tài)，當(dāng)CLKB 為高電平CLK 為低電平時(shí)，由于C2 兩端電壓不能突變，所以N2 點(diǎn)的電壓上跳VDD 電壓值，N1 點(diǎn)為低電平，導(dǎo)致MN1 和MP1 截止，MN2 和MP2 導(dǎo)通，VIN 給C1 和C2充電，這樣在下個(gè)周期內(nèi)N1 點(diǎn)和N2 點(diǎn)的高電平為Vin+VDD，低電平為Vin，可以使MN1 和MP1 在下個(gè)周期內(nèi)完全導(dǎo)通和截止。通過這種交互工作方式，高電壓傳輸門在半個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通，傳送電荷到輸出端，在另外半個(gè)周期內(nèi)截止，使電荷泵電路可以利用這半個(gè)周期儲(chǔ)存電荷，等待下半個(gè)周期內(nèi)傳送電荷。由于Vin 電壓和N1 點(diǎn)電壓隨時(shí)在發(fā)生變化，考慮到體效應(yīng)(body effect)，由M1 和M2 三極管組成的電路確保MN2的襯底連接到Vin 和N1 的較低電壓端，即當(dāng)Vin 電壓高于N1 點(diǎn)，三極管M2 導(dǎo)通，使MN2 的襯底連接到N1 點(diǎn)，當(dāng)N1 點(diǎn)電壓高于Vin 端，三極管M1 導(dǎo)通，使MN2 的襯底連接到Vin端，這樣就保證MN2 的襯底連接到較低電壓端，減免了電荷損失。采用相同的原理，當(dāng)Vin 電壓高于N2 點(diǎn)，三極管M3 導(dǎo)通，使MP2 的襯底連接到Vin 點(diǎn)，當(dāng)N2 點(diǎn)電壓高于Vin 端，三極管M4 導(dǎo)通，使MP2 的襯底連接到N2 點(diǎn)，這樣就保證MP2 的襯底連接到較高電壓端，減免了電荷損失。由于圖3 電路的上下兩個(gè)高電壓傳輸門開關(guān)電路的脈沖連接方式反向，所以任何時(shí)候總是只有一個(gè)高電壓互補(bǔ)傳輸門處于導(dǎo)通狀態(tài)，并傳輸電荷到輸出端，而截止?fàn)顟B(tài)的高電壓互補(bǔ)傳輸門使電荷泵電路儲(chǔ)存電荷等待傳送，保證了輸出端輸出大電流。從以上分析中可以看出，因?yàn)樾枰陔娙萆铣潆姷玫较鄳?yīng)的電壓，所以本設(shè)計(jì)中的高電壓互補(bǔ)傳輸門適應(yīng)于電壓逐步上升的輸入端，且每次上升的幅度小于脈沖電壓幅度VDD，而本設(shè)計(jì)中的常用電荷泵恰好滿足這個(gè)需求，所以能夠正常運(yùn)行，至于對(duì)突變的輸入端電壓的效果等待以后進(jìn)一步研究。

圖4 高電壓互補(bǔ)開關(guān)電路

2 仿真結(jié)果分析

為了驗(yàn)證電路設(shè)計(jì)的正確性，采用了0.18 微米工藝，通過環(huán)形反相器正反饋振蕩器生成開關(guān)脈沖，脈沖周期為0.1微秒，泵電容選擇為2 皮法,輸出端電容選擇為10 皮法，使用了1.8 伏電源電壓對(duì)圖2 所示的常用電荷泵電路和圖3 所示的大電流電荷泵電路用HSPICE 仿真軟件進(jìn)行了仿真分析，輸出電壓仿真結(jié)果如圖5 所示，可以看出由于大電流電荷泵采用了高電壓互補(bǔ)開關(guān)電路，由于其MOS 開關(guān)管源極與漏極之間的電壓降，所以其輸出電壓稍微低于圖2 所示的常用電荷泵電路的輸出電壓。在兩個(gè)電荷泵電路的輸出端連接不同阻值的電阻來測(cè)定輸出電流，結(jié)果如表1 所示。

圖5 常用的電荷泵輸出電壓與大電流電荷泵輸出電壓比較圖

表1 輸出電流比較表

根據(jù)表1 的數(shù)據(jù)得到輸出電流結(jié)果比較圖如圖6 所示，可以看出當(dāng)輸出電流接近于35 微安時(shí)，由于電源和脈沖所提供的電荷不能滿足輸出電流的需求，常用電荷泵電路的輸出電壓出現(xiàn)急劇下降。而大電流電荷泵則在輸出電流接近于70微安時(shí)，輸出電壓才出現(xiàn)大幅度的下降，比較符合理論分析的結(jié)果。從圖6 中可以看出，當(dāng)所需的輸出電流小于30 微安時(shí)，可以選用常用的電荷泵電路，而當(dāng)所需的輸出電流大于30 微安時(shí)，本文所提出的大電流電荷泵就非常適合，至于輸出電流大于70 微安的電荷泵電路，有待于今后進(jìn)一步研究。

圖6 常用電荷泵輸出電流與大輸出電流電荷泵輸出電流比較圖

3 結(jié)束語

本文基于標(biāo)準(zhǔn)CMOS 工藝設(shè)計(jì)了具有較大輸出電流的新型電荷泵電路，其核心思想是采用并聯(lián)方式的兩個(gè)常用電荷泵電路，通過高電壓互補(bǔ)開關(guān)電路使兩個(gè)常用電荷泵電路交互驅(qū)動(dòng)負(fù)載，即一個(gè)常用電荷泵電路輸出電流，另一個(gè)則處于充電恢復(fù)狀態(tài)。這樣設(shè)計(jì)出的新型電荷泵電路比常用電荷泵電路大約具備兩倍的輸出電流能力，可應(yīng)用于任何需要大輸出電流的電荷泵設(shè)計(jì)當(dāng)中。在本設(shè)計(jì)中，MOS 三極管的門極和源極以及門級(jí)與漏極之間的電壓差不超過VDD 電源電壓，所以不必考慮門級(jí)二氧化硅氧化層承受過高電壓的問題。在集成電路設(shè)計(jì)中，電荷泵電路得到廣泛的應(yīng)用，這方面得到很多文獻(xiàn)的闡述，但對(duì)于如何設(shè)計(jì)提供大輸出電流的電荷泵電路，即提高電荷泵電路的驅(qū)動(dòng)能力卻少有闡述。本文通過采用并聯(lián)方式的電荷泵電路，并設(shè)計(jì)出新穎的高電壓互補(bǔ)開關(guān)電路，實(shí)現(xiàn)了輸出大電流的電荷泵電路，其驅(qū)動(dòng)能力是常用的電荷泵電路的兩倍，至于電路的具體效果待流片后加以驗(yàn)證。