基于開(kāi)關(guān)復(fù)用型子模塊的電力電子變壓器及其控制策略

張宸宇，袁宇波，袁曉冬，楊景剛，張哲，許崇福

(1.國(guó)網(wǎng)江蘇省電力有限公司電力科學(xué)研究院,江蘇 南京 211103；2.西安西電電力系統(tǒng)有限公司,陜西 西安 710065)

0 引言

電力電子變壓器(power electronic transformer,PET)，又稱固態(tài)變壓器，是一種將電力電子變流技術(shù)和基于電磁感應(yīng)原理的高頻電能變換技術(shù)相結(jié)合，具有傳統(tǒng)工頻交流變壓器功能但不僅限于該功能的新型電力電子設(shè)備[1—2]。近年來(lái)，在珠海唐家灣、江蘇同里等國(guó)內(nèi)多個(gè)示范應(yīng)用工程中，PET接入直流配電系統(tǒng)，為光伏、充電樁、儲(chǔ)能等提供了直流并網(wǎng)接口，減少了電壓變換環(huán)節(jié)，提高了系統(tǒng)可靠性[3]。

目前，PET拓?fù)渲虚g級(jí)中壓直流(medium voltage DC,MVDC)到低壓直流(low voltage DC,LVDC)端口之間主要采用輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)(input series output parallel,ISOP)結(jié)構(gòu)[4—6]，其核心功率單元采用雙有源橋(dual active bridge,DAB)[7—8]或者雙向諧振電路[9—10]。DAB因具有模塊化對(duì)稱結(jié)構(gòu)、雙向功率傳輸、軟開(kāi)關(guān)效率高等優(yōu)點(diǎn)成為目前研究的熱點(diǎn)。對(duì)于DAB 變換器，最常用的調(diào)制方法是單移相(single phase shift,SPS)調(diào)制[11],DAB所有開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比都是0.5，通過(guò)控制橋臂之間驅(qū)動(dòng)信號(hào)的相對(duì)相移實(shí)現(xiàn)對(duì)傳輸功率的控制。

直流配電系統(tǒng)一般采用雙極性供電形式，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)形式主要分為非對(duì)稱單極結(jié)構(gòu)、對(duì)稱單極結(jié)構(gòu)(偽雙極)和雙極結(jié)構(gòu)(真雙極)[12—13]。真雙極結(jié)構(gòu)在故障工況下正、負(fù)極可單獨(dú)運(yùn)行，但成本較高，適用于對(duì)可靠性要求較高的場(chǎng)合。目前鮮有文獻(xiàn)對(duì)雙極性直流配電系統(tǒng)中應(yīng)用的PET的拓?fù)浜涂刂撇呗赃M(jìn)行分析和研究。文獻(xiàn)[13—17]基于雙極性直流配電形式提出了電壓平衡器(voltage balancer,VB)的概念，并提出了Buck/Boost型VB結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了單極性配電向雙極性配電的轉(zhuǎn)化，同時(shí)解決了正負(fù)極性母線間功率不平衡的問(wèn)題。將PET和VB結(jié)合起來(lái)，能夠?qū)崿F(xiàn)單極性MVDC和雙極性LVDC端口的互聯(lián)和功率傳輸，因此具有重要的研究意義。

另一方面，開(kāi)關(guān)復(fù)用技術(shù)在級(jí)聯(lián)系統(tǒng)中復(fù)用若干開(kāi)關(guān)器件，實(shí)現(xiàn)了功率解耦和雙極性輸出等附加功能，減小了系統(tǒng)成本和體積[18—19]。由于雙極性直流配電系統(tǒng)的正、負(fù)母線電壓幅值相等，穩(wěn)態(tài)時(shí)Buck/Boost型VB電路開(kāi)關(guān)管的占空比同樣是0.5，因此DAB和VB擁有開(kāi)關(guān)復(fù)用的理論可能性。

文中提出一種基于開(kāi)關(guān)復(fù)用型DAB子模塊的PET拓?fù)浼捌淇刂撇呗?。在傳統(tǒng)DAB子模塊基礎(chǔ)上僅增加2個(gè)電感和2個(gè)電容，組成的PET可以接入具有真雙極接線形式的直流配電系統(tǒng)，具有低成本和高可靠性特點(diǎn)。文中對(duì)提出的功率子模塊拓?fù)浜凸ぷ髟磉M(jìn)行了分析，同時(shí)給出了相應(yīng)的控制策略。通過(guò)仿真方法驗(yàn)證了所提拓?fù)浜涂刂撇呗缘挠行浴?/p>

1 拓?fù)浞治?/h2>

1.1 PET及其子模塊拓?fù)?/h3>

文中提出的PET中間級(jí)采用ISOP結(jié)構(gòu)，其拓?fù)淙鐖D1所示。不同子模塊的原邊電容相互串聯(lián)，接入MVDC端口；副邊電容相互并聯(lián)，接入雙極性LVDC端口。

圖1 PET中間級(jí)拓?fù)銯ig.1 The topology of PET intermediate

第i個(gè)子模塊的拓?fù)淙鐖D2所示。每個(gè)子模塊包括DAB和VB兩部分。DAB部分由原邊H橋(開(kāi)關(guān)管S1—S4)、副邊H橋(開(kāi)關(guān)管Q1—Q4)和高頻變壓器T(漏感Lk，匝比Np∶Ns)組成。VB部分由開(kāi)關(guān)管Q1—Q4，電感LVB1和LVB2，電容CVB1和CVB2組成。由圖2可以看出，陰影部分對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)管Q1—Q4是DAB和VB的復(fù)用部分。iTp，iTs分別為高頻變壓器的原、副邊電流；io1，io2分別為正、負(fù)端口的輸出電流；iLVB1，iLVB2，uLVB1，uLVB2分別為電感LVB1，LVB2流過(guò)的電流和兩端電壓；iVB為2個(gè)電感電流之和；Ro1，Ro2分別為輸出正、負(fù)母線等效負(fù)載；Cin為子模塊的輸入電容，其兩端電壓為uDABin；CVB1，CVB2分別為子模塊的正、負(fù)母線輸出電容，其兩端電壓分別為uVB1，uVB2；uDABo為正、負(fù)母線兩端電壓。

圖2 子模塊拓?fù)銯ig.2 The topology of the proposed sub-module

1.2 工作原理

文中提出的子模塊中DAB采用SPS調(diào)制方式。DAB原邊開(kāi)關(guān)管S1—S4占空比固定為0.5，每個(gè)橋臂的上下管驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)。通過(guò)控制原副邊之間的移相角φ實(shí)現(xiàn)功率的雙向可控。

為了實(shí)現(xiàn)DAB副邊H橋和VB的開(kāi)關(guān)復(fù)用，文中提出的子模塊DAB副邊上、下橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，但是Q1—Q4占空比不再是固定0.5，而是通過(guò)調(diào)節(jié)占空比實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定正、負(fù)母線電壓。根據(jù)正、負(fù)母線負(fù)載電流之間關(guān)系的不同，結(jié)合圖3和圖4具體介紹子模塊的工作原理，其中Ts為開(kāi)關(guān)周期。為便于分析，假設(shè)電路已工作于穩(wěn)態(tài)，且子模塊輸入/輸出電壓滿足UDABin/UDABo=Np∶Ns。

圖3 子模塊關(guān)鍵電壓電流波形(io1

圖4 子模塊關(guān)鍵電壓電流波形(io1>io2)Fig.4 Key waveforms of the proposed sub-module (io1>io2)

模式1 ，即t0～t1段：t0時(shí)刻S1、S4導(dǎo)通，漏感電流流過(guò)S1和S4且線性上升；副邊Q2、Q3導(dǎo)通，iQ1保持為零，iQ3增大(考慮到副邊2個(gè)橋臂電流形狀相似，因此圖3中只畫出了副邊左橋臂Q1和Q3)。由于Q3導(dǎo)通，電感LVB1電壓為：

uLVB1(t)=-uVB2

(1)

因此電流iLVB1可以表示為：

(2)

參考圖2中電流方向，此時(shí)Q3電流為：

iQ3(t)=iTs(t)-iLVB1(t)

(3)

t1時(shí)刻iQ3達(dá)到正向最大值，圖3電流iQ3波形中黑色虛線代表正負(fù)母線負(fù)載均衡時(shí)的波形(iVB=0)。如果此時(shí)iLVB1=io2-io1>0，則電流iQ3小于負(fù)載均衡時(shí)的電流。

模式2，即t1～t2段：t1時(shí)刻Q2、Q3關(guān)閉，Q1、Q4導(dǎo)通，漏感電流和原邊開(kāi)關(guān)S1—S4的電流保持不變。由于Q1導(dǎo)通，電感LVB1電壓為：

uLVB1(t)=uVB1

(4)

電流iLVB1可以表示為：

(5)

此時(shí)Q1電流為：

iQ1(t)=iLVB1(t)-iTs(t)

(6)

模式3，即t2～t3段：t2時(shí)刻S1、S4關(guān)閉，S2、S3導(dǎo)通。此時(shí)Q1電流同樣可表示為式(6)，在t3時(shí)刻達(dá)到最大值：

IQ1_max=iQ1(t3)=IVB+ΔIVB+ITs_max

(7)

式中：IVB為VB部分的總輸出電流；ΔIVB為電感電流iLVB1紋波大小；ITs_max為負(fù)載平衡時(shí)副邊電流最大值。

模式4，即t3～t4段：t3時(shí)刻Q1、Q4關(guān)閉，Q2、Q3導(dǎo)通，Q1電流轉(zhuǎn)移到Q3中。因此開(kāi)關(guān)Q3的最大電流應(yīng)力與Q1相等，可以表示為：

(8)

從圖3可以看出，原邊開(kāi)關(guān)S1—S4的電流與傳統(tǒng)DAB波形一致。但是副邊開(kāi)關(guān)Q1—Q4的電流應(yīng)力增大。副邊右橋臂Q2、Q4的工作過(guò)程與Q1、Q3相似。當(dāng)負(fù)載io1

圖4為負(fù)載io1>io2時(shí)的電壓電流波形。工作過(guò)程和原理與圖3類似，此處不再贅述。類似的此時(shí)Q1/Q2的負(fù)向電流應(yīng)力增大，Q3/Q4的正向電流應(yīng)力增大。由式(8)可以得到，Q1—Q4的電流應(yīng)力增量ΔIadd與負(fù)載電流差值IVB和VB電感電流紋波ΔIVB有關(guān)。ΔIVB計(jì)算見(jiàn)式(9)。

(9)

式中：fsw為DAB開(kāi)關(guān)頻率；LVB為電壓均衡電感。因穩(wěn)態(tài)時(shí)占空比為0.5，電流iLVB1和iLVB2相位相差180°，總的電感電流iVB具有零紋波特性，因此VB電感的大小需要綜合考慮。

1.3 與傳統(tǒng)方案的比較

文中提出的PET拓?fù)淇梢越尤隠VDC側(cè)真雙極接線結(jié)構(gòu)的直流配電系統(tǒng)。由于實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)復(fù)用，減少了系統(tǒng)的硬件成本。為了體現(xiàn)文中拓?fù)湓诔杀旧系膬?yōu)勢(shì)，從子模塊數(shù)量，IGBT、高頻變壓器、電容等主要一次元器件數(shù)量等方面將文中拓?fù)渑c傳統(tǒng)方案進(jìn)行對(duì)比，傳統(tǒng)方案控制框圖見(jiàn)圖5，結(jié)果如表1所示。

圖5 直流配電系統(tǒng)的傳統(tǒng)方案Fig.5 Traditional solution for the bipolar DC distribution system

表1 文中拓?fù)渑c傳統(tǒng)方案的元件數(shù)量對(duì)比Table 1 Comparison of the number of components in the proposed topology and traditional solution

傳統(tǒng)方案中，PET1和PET2在MVDC側(cè)并聯(lián)，在LVDC側(cè)串聯(lián)。由于子模塊數(shù)量主要由MVDC側(cè)電壓和子模塊高壓側(cè)IGBT耐壓決定，因此傳統(tǒng)方案的子模塊數(shù)量是文中拓?fù)涞?倍。從表1可以看出，在同樣電壓等級(jí)的前提下，文中拓?fù)湟淮卧骷?shù)量更少，系統(tǒng)成本顯著降低。

2 控制策略

2.1 低壓端口控制策略

DAB控制器實(shí)現(xiàn)LVDC端口電壓uLVDABo的穩(wěn)壓以及直流鏈的均壓。首先建立DAB的小信號(hào)模型。以功率正向傳輸為例，穩(wěn)態(tài)時(shí)單個(gè)DAB電路在1個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的傳輸功率PDAB可以表示為：

(10)

式中：nT為變壓器匝比(Np∶Ns)；Lk為漏感感量；φi為移相角。由式(10)可以得到第i個(gè)DAB的輸入電流iDABini，輸出電流iDABoi為：

(11)

對(duì)電流、電壓和移相角做小信號(hào)擾動(dòng)線性化后可以得到：

(12)

式中：上標(biāo)“～”代表對(duì)應(yīng)物理量的小信號(hào)擾動(dòng)；GCinΦ，GCVin分別為移相角φi，輸出電壓uDABo對(duì)輸入電流iDABini的傳遞函數(shù)；GCoΦ，GCVo分別為移相角φi，輸出電壓uDABo對(duì)輸出電流iDABoi的傳遞函數(shù)。由式(11)和(12)可得：

(13)

式中：Φi為移相角φi的平均值。假設(shè)單個(gè)DAB的輸出電容等于Co，LVDC端口等效負(fù)載為Ro，則有：

(14)

其中，移相角φi作為控制變量，DAB輸入電壓uDABin作為擾動(dòng)量。

DAB控制如圖6所示。其中GDABPIv為電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器；TDAB為控制周期；iDABini為擾動(dòng)量；uDABor為輸出電壓參考值。根據(jù)圖6可以得到補(bǔ)償后DAB輸出電壓環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

圖6 DAB控制框圖Fig.6 Block diagram of the DAB control

(15)

2.2 均壓控制策略

DAB控制器除了穩(wěn)定輸出電壓以外，還實(shí)現(xiàn)直流鏈電壓的均壓。圖6中直流鏈電壓的平均值與第i個(gè)DAB輸入電壓做差，經(jīng)過(guò)均壓環(huán)PI調(diào)節(jié)后得到移相角調(diào)整值Δφi，與DAB輸出電壓PI調(diào)節(jié)器輸出的共同移相角φ相減后得到第i個(gè)DAB的實(shí)際移相角φi(φi=φ-Δφi)。從圖6可以得到補(bǔ)償后均壓環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

(16)

式中：GDABPIb為均壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器。

2.3 VB控制策略

VB控制器實(shí)現(xiàn)低壓側(cè)雙極性輸出電壓的均衡。VB控制如圖7所示。

圖7 VB控制框圖Fig.7 Block diagram of the VB controller

集中控制器中的電壓外環(huán)通過(guò)正母線實(shí)際電壓uVB1減去負(fù)母線實(shí)際電壓uVB2，經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)后得到電感電流參考值iVBr。各子模塊電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)各個(gè)子模塊VB的電流均衡。電流參考值減去實(shí)際電流iLVBi，經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)后得到第i個(gè)VB單元的占空比增量ΔdVB1，i和ΔdVB2，i，在此基礎(chǔ)上加上穩(wěn)態(tài)占空比0.5后得到變壓器副邊2個(gè)橋臂的占空比dVB1，i和dVB2，i。

由圖6和圖7可以看出，DAB控制器調(diào)節(jié)LVDC端口正、負(fù)端口電壓之和；VB控制器調(diào)節(jié)正、負(fù)端口電壓之差。兩者都可以通過(guò)簡(jiǎn)單的PI調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)各自的控制目標(biāo)，控制環(huán)之間相互解耦，可以根據(jù)各自的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)設(shè)計(jì)并選擇合適的PI系數(shù)。

文中子模塊調(diào)制策略見(jiàn)圖8。S1和S4驅(qū)動(dòng)信號(hào)相同，S2和S3驅(qū)動(dòng)信號(hào)相同，S1/S4和S2/S3相位相差π/2。原邊H橋的三角載波相位固定，調(diào)制波幅值固定為0.5，從而得到S1/S4和S2/S3驅(qū)動(dòng)信號(hào)。副邊2個(gè)三角載波分別與原邊載波相移φi和φi+π/2(移相角φi由輸出電壓環(huán)和均壓環(huán)調(diào)節(jié))，對(duì)應(yīng)的調(diào)制波幅值為dVB1和dVB2(由VB控制器調(diào)節(jié))，得到Q1和Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，Q3與Q1互補(bǔ)，Q4與Q2互補(bǔ)。

圖8 VB調(diào)制策略Fig.8 Modulation strategy of the VB

3 仿真驗(yàn)證

采用PLECS仿真軟件建立了基于開(kāi)關(guān)復(fù)用型子模塊的電力電子變壓器仿真模型。仿真參數(shù)如表2所示。

表2 系統(tǒng)參數(shù)Table 2 Key parameters of the proposed system

圖9為負(fù)載io1io2時(shí)子模塊的仿真波形。

圖9 子模塊電壓電流仿真波形(io1

圖10 子模塊電壓電流仿真波形(io1>io2)Fig.10 Simulation waveforms of the sub-module (io1>io2)

由圖10可見(jiàn)，此時(shí)VB支路iVB1電流小于零，iQ1，iQ3的電流應(yīng)力大于變壓器副邊電流iTs。

正、負(fù)母線電壓uVB1，uVB2大小相等，iLVB1和iLVB2相位相差180°，電流之和實(shí)現(xiàn)了零紋波。

圖11為±375 V帶不平衡負(fù)載時(shí)的仿真波形。在0.35 s前正極和負(fù)極各自帶2 MW負(fù)載；在0.35 s時(shí)，正極負(fù)載變?yōu)? MW，負(fù)極2 MW；在0.6 s時(shí)，正極負(fù)載恢復(fù)2 MW。從圖11可以看出，基于文中提出的PET，低壓側(cè)直流母線具有真雙極特性，正極和負(fù)極可帶不平衡負(fù)載。

圖11 負(fù)載階躍時(shí)仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of the load change condition

4 結(jié)論

針對(duì)低壓直流配電網(wǎng)一般采用雙極性供電的特點(diǎn)，文中提出了一種基于開(kāi)關(guān)復(fù)用子模塊的PET拓?fù)浼捌淇刂撇呗?。文中提出的子模塊復(fù)用DAB副邊開(kāi)關(guān)管Q1—Q4，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了正負(fù)母線電壓均衡，使得PET的LVDC端口具有真雙極輸出特性，正負(fù)電壓端口可以獨(dú)立帶載。該P(yáng)ET具有多個(gè)電壓端口，能夠與中高壓電網(wǎng)及低壓電網(wǎng)相連，提供自身用電或組網(wǎng)運(yùn)行，具有較高的理論應(yīng)用價(jià)值和未來(lái)實(shí)用推廣價(jià)值。通過(guò)對(duì)文中拓?fù)浜涂刂撇呗赃M(jìn)行分析和仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，可以得到以下結(jié)論：

(1)基于開(kāi)關(guān)復(fù)用的子模塊適用于中壓側(cè)偽雙極性，低壓側(cè)真雙極性的應(yīng)用場(chǎng)合；

(2)通過(guò)開(kāi)關(guān)復(fù)用，節(jié)省了子模塊功率器件的數(shù)量，可以有效降低系統(tǒng)成本；

(3)由于副邊H橋IGBT的復(fù)用，增大了IGBT的電流應(yīng)力，需要根據(jù)負(fù)載不平衡具體情況、均衡電感大小等因素綜合考慮，選擇合適的IGBT；

(4)VB控制單元與DAB控制相互解耦，可以獨(dú)立設(shè)計(jì)。

本文得到國(guó)網(wǎng)江蘇省電力有限公司科技項(xiàng)目“高性能電力電子變壓器功率模塊及其控制策略研究”資助，謹(jǐn)此致謝！