基于倍壓?jiǎn)卧詈想姼懈咴鲆鍰C/DC 變換器

榮德生，袁亞松，孫瑄瑨，劉飛揚(yáng)，高 妍

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院,葫蘆島 125105）

隨著一次能源的日益短缺，光伏發(fā)電起到越來越重要的作用[1-2]，但其輸出電壓較低。Boost 變換器具有升壓作用，因此被廣泛應(yīng)用于光伏發(fā)電，但是傳統(tǒng)Boost 變換器對(duì)電壓增益的提高能力有限，開關(guān)管電壓應(yīng)力也比較大。文獻(xiàn)[3-4]提出一種交錯(cuò)并聯(lián)Boost 變換器，電壓增益提高較多,且開關(guān)管應(yīng)力電壓較小，但是對(duì)電流紋波沒有進(jìn)一步分析；文獻(xiàn)[5]引入了開關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)，DCM 單元并聯(lián)個(gè)數(shù)增多，電壓增益線性提高，但是隨著并聯(lián)DCM 單元的增加，使得電路和控制方法都比較復(fù)雜；文獻(xiàn)[6-7]提出了磁集成的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則以及氣隙磁路的研究，為本文的磁集成提供理論依據(jù)；文獻(xiàn)[8-9]提出了多輸入直流變換器，提高效率；文獻(xiàn)[10]提出一種隔離型交錯(cuò)并聯(lián)耦合電感高增益Boost 變換器，降低開關(guān)管應(yīng)力，但體積比較大，在許多場(chǎng)合應(yīng)用受到限制。

針對(duì)光伏發(fā)電系統(tǒng)中對(duì)高增益輸出的需求[11-12]，本文提出基于倍壓?jiǎn)卧母咴鲆孀儞Q器，元器件數(shù)量少，電壓增益得到很大提高，開關(guān)管應(yīng)力電壓得到很好改善，且將2 個(gè)獨(dú)立電感耦合磁集成，有效減小了電感電流紋波。耦合電感的設(shè)計(jì)方案是全正向耦合，經(jīng)仿真和實(shí)驗(yàn)可得該變換器性能優(yōu)異，具有實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。

1 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

具有倍壓?jiǎn)卧拇偶葿oost 變換器如圖1 所示，倍壓?jiǎn)卧呻娙軨1、C2和二極管D1、D2、D3組成，電感L1、L2正向耦合。輸入電壓為6 V，L1=L2=50 μH，C0=C1=C2=20 μF，所有器件均為理想狀態(tài)，開關(guān)管占空比為D。

圖1 基于倍壓?jiǎn)卧詈想姼懈咴鲆嬷绷髯儞Q器Fig.1 Coupling inductor high-gain DC/DC converter based on voltage doubling unit

1.2 工作模態(tài)

在一個(gè)開關(guān)周期T 內(nèi)，存在2 種工作模態(tài)。對(duì)應(yīng)的開關(guān)管和二極管狀態(tài)如表1 所示，變換器的主要工作波形以及開關(guān)模態(tài)的等效電路分別如圖2和圖3 所示。

圖2 變換器的主要工作波形Fig.2 Key working waveforms of converter

圖3 不同模態(tài)的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in different modes

表1 開關(guān)管和二極管狀態(tài)Tab.1 States of switch tubes and diodes

模態(tài)Ⅰ：開關(guān)管S1和S2同時(shí)開通。L1、L2和后級(jí)電路關(guān)系相同，故變化量相同，此時(shí)2 個(gè)電感同時(shí)充電，電源和C2共同給C1充電，其充電回路為V-S2-C2-D2-C1-S1，C1的電位為右正左負(fù)，電容C0給負(fù)載Ro供電。

模態(tài)Ⅰ的電路表達(dá)式為

式中：L 為自感系數(shù)；M 為互感系數(shù)；iL1和iL2分別為電感L1和L2的電流Vin為輸入電壓；VC1和VC2分別為電容C1和C2的兩端電壓。

模態(tài)Ⅱ：S1和S2關(guān)斷。電源和L1、L2及C1一起給負(fù)載供電并同時(shí)給C2充電。C2充電回路為V-L1-D1-C2-L2，C2的電位為上正下負(fù)，負(fù)載Ro的供電回路為V-L1-C1-D3-Ro-L2。

模態(tài)Ⅱ的電路表達(dá)式為

式中，Vo為輸出電壓。

2 變換器的性能分析

2.1 穩(wěn)態(tài)電壓增益

電感L1和L2的變化量相同，此處L=L1=L2，根據(jù)式（1）和式（2）可得電感電流變化量為

根據(jù)電感電流伏秒平衡定理可得，變換器的電壓增益表達(dá)式為

2.2 變換器的電感電流紋波分析

獨(dú)立電感時(shí)電感電流紋波為

對(duì)電感進(jìn)行耦合集成，正向耦合的互感為M，此處L=L1=L2，耦合后電感電流紋波為

設(shè)耦合系數(shù)為K，則

由式（6）和式（7）可得

理想情況下K 達(dá)到1，此時(shí)電流紋波為

可見，電感電流紋波減小約一半。

2.3 開關(guān)管電壓應(yīng)力

開關(guān)管開通時(shí)應(yīng)力為0，根據(jù)電路拓?fù)浜湍B(tài)分析，二極管和開關(guān)管的電壓應(yīng)力分別為

式中，VS1、VS2和VD1、VD2分別為S1、S2和D1、D2的電壓應(yīng)力。

以具體實(shí)例對(duì)本文變換器和傳統(tǒng)Boost 變換器進(jìn)行對(duì)比分析。當(dāng)輸入電壓都為6 V、輸出電壓達(dá)到24 V 時(shí)，傳統(tǒng)Boost 變換器開關(guān)管應(yīng)力為24 V，本文變換器開關(guān)管應(yīng)力電壓為8 V，可見，對(duì)比傳統(tǒng)Boost 變換器，在開關(guān)管應(yīng)力方面得到明顯改善。另外，當(dāng)占空比取0.85 時(shí)，輸出電壓為150 V，開關(guān)管電壓應(yīng)力約為40.5 V。當(dāng)電壓增益很大時(shí)，開關(guān)管應(yīng)力得到很好地限制，即本文提出的變換器適合應(yīng)用于電壓較高的場(chǎng)合。

3 集成磁件設(shè)計(jì)

本文采用“EE”型對(duì)電感耦合，電感L1和L2纏繞方式如圖4 所示。“EE”型電感具有許多優(yōu)點(diǎn)，如耦合系數(shù)調(diào)節(jié)方便簡(jiǎn)單、耦合度高等。

圖4 耦合電感的結(jié)構(gòu)Fig.4 Structure of coupling inductor

3.1 耦合電感磁路分析

文獻(xiàn)[11]分析了帶有氣隙的磁路電感，電感自感計(jì)算公式為

式中：N 為電感L1和L2的匝數(shù)；R 為磁阻。

當(dāng)磁芯氣隙為δ 時(shí)，磁阻R 表示為

正向耦合時(shí)，互感M 為

L1＝L2時(shí)，耦合系數(shù)K 為

電感L1和L2完全正向耦合，即耦合系數(shù)無限接近1。

3.2 拓?fù)溲由?/h3>

把獨(dú)立電感換成開關(guān)電感，增益會(huì)進(jìn)一步提高，如圖5 所示，模態(tài)分析與獨(dú)立電感相同。列寫電壓增益公式為

圖5 基于開關(guān)電感倍壓?jiǎn)卧詈想姼懈咴鲆嬷绷髯儞Q器Fig.5 Coupling inductor high-gain DC/DC converter based on switching inductor and voltage doubling unit

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真驗(yàn)證

用PSIM 仿真軟件進(jìn)行仿真驗(yàn)證。元器件參數(shù)分別為：Vin=6 V，電感L1=L2=20 μH，耦合系數(shù)K=0.96，電容C1=C2=20 μF，負(fù)載電阻Ro=40 Ω，電容C0=100 μF，開關(guān)頻率為f=50 kHz。

圖6 和圖7 分別為當(dāng)占空比為0.5 時(shí)傳統(tǒng)Boost 變換器和本文變換器的輸出電壓仿真波形，分別為12 V 和40 V，與文中電壓增益公式相對(duì)應(yīng)。

圖6 傳統(tǒng)Boost 變換器輸出電壓仿真波形Fig.6 Simulation waveform of output voltage from the traditional Boost converter

圖7 本文變換器輸出電壓仿真波形Fig.7 Simulation waveform of output voltage from the proposed converter

圖8 是獨(dú)立電感和耦合后電感電流紋波，可見約減小一半。圖9 為當(dāng)占空比為0.75 時(shí)換開關(guān)電感前后輸出電壓波形，電壓增益與文中公式對(duì)應(yīng)。圖10 為占空比為0.85 時(shí)輸出電壓Vo和VvpsS的仿真波形。

圖8 耦合前、后電感電流紋波仿真波形Fig.8 Simulation wave form of inductor current ripple before and after coupling

圖9 占空比為0.75 時(shí)帶有開關(guān)電感和獨(dú)立電感的輸出電壓仿真波形Fig.9 Simulation wave form of output voltage with switching inductor and independent inductor at duty ratio of 0.75

圖10 占空比為0.85 時(shí)輸出電壓Vo 和開關(guān)管電壓應(yīng)力VvpsS 的仿真波形Fig.10 Simulation wave form of output voltage Vo and switching tube voltage stress VvpsS at duty ratio of 0.85

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，設(shè)計(jì)一臺(tái)變換器原理樣機(jī)。樣機(jī)參數(shù)設(shè)置為：輸入電壓Vin=6 V，電容C1=C2=20 μF，C0足夠大，開關(guān)頻率f=50 kHz，正向耦合系數(shù)為0.96。表2 是耦合電感實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。

表2 耦合電感實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)Tab.2 Experimental data of coupling inductor

經(jīng)過實(shí)驗(yàn)所得的波形如圖11～圖13 可見，圖11 中實(shí)驗(yàn)所測(cè)的輸出電壓Vo約為41 V，計(jì)算所得的理論值為42 V。由圖12 和圖13 可見，獨(dú)立電感的電流紋波值約為1.76 A；對(duì)開關(guān)電感中的2 個(gè)電感進(jìn)行耦合，耦合電感電流紋波值約為0.89 A，大約減小一半。以上數(shù)據(jù)與理論分析基本一致，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖11 輸出電壓Vo 的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experiment waveform of output voltage Vo

圖12 獨(dú)立電感電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experiment waveform of independent inductor current

圖13 耦合電感電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experiment waveform of coupling inductor current

5 結(jié)論

本文提出一種基于倍壓?jiǎn)卧詈想姼懈咴鲆嬷绷髯儞Q器，具有以下優(yōu)點(diǎn)：

（1）電壓增益得到明顯提高；

（2）變換器電感電流紋波顯著減?。?/p>

（3）當(dāng)增益很大時(shí)，開關(guān)管應(yīng)力電壓減小明顯。