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    北斗B1C信號捕獲方法設(shè)計(jì)

    2021-09-07 06:39:42郭新年
    無線電工程 2021年9期
    關(guān)鍵詞:信號方法設(shè)計(jì)

    袁 進(jìn),郭新年,劉 瀏

    (宿遷學(xué)院 信息工程學(xué)院,江蘇 宿遷 223800)

    0 引言

    全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(GNSS)主要包括我國的北斗系統(tǒng)、歐盟的伽利略系統(tǒng)、俄羅斯的格洛納斯系統(tǒng)(GLONASS)和美國的全球定位系統(tǒng)(GPS),由這些系統(tǒng)提供的定位服務(wù)已應(yīng)用到生活中的各個領(lǐng)域。目前,我國的北斗系統(tǒng)已完成全球組網(wǎng),能夠?yàn)槿蛴脩籼峁└呔鹊亩ㄎ环?wù)。在北斗系統(tǒng)中,B1C信號是應(yīng)用較早的新體制信號,能否有效對其捕獲,將直接影響著北斗接收機(jī)的捕獲性能[1]。B1C信號捕獲方法眾多,各方法均具有各自的優(yōu)勢,有效解決了B1C信號在捕獲中出現(xiàn)的副峰、捕獲時間長、捕獲精度低等問題,但在捕獲效率、算法硬件實(shí)現(xiàn)等方面尚存在改進(jìn)的空間。針對B1C信號的捕獲問題,文獻(xiàn)[2]提出了一種基于ASPeCT的B1C信號非匹配捕獲算法,該算法能夠有效提高捕獲效率,但犧牲了一定的信噪比,同時,在弱信號環(huán)境下的捕獲能力有待研究;文獻(xiàn)[3]圍繞B1C信號的聯(lián)合捕獲問題,基于最優(yōu)相干積分時間的理論,給出了不同信噪比下的捕獲參數(shù)設(shè)計(jì)及聯(lián)合捕獲算法選擇的方法;文獻(xiàn)[4]將基于BPSK-like的單邊帶信號捕獲方法和聯(lián)合邊帶信號捕獲方法相結(jié)合,提出了一種基于預(yù)檢測通道的雙通道捕獲方法,有效解決了BOC信號搜索時間與捕獲精度相矛盾的問題,但在硬件實(shí)現(xiàn)上,缺少資源有效分配的考慮,實(shí)際測試中易出現(xiàn)硬件模塊延遲等問題,造成捕獲性能不佳;文獻(xiàn)[5]針對高動態(tài)環(huán)境下BOC信號同步問題,提出一種分?jǐn)?shù)階傅里葉變換和離散多項(xiàng)式相位變換相結(jié)合的捕獲算法,有效提高信號捕獲概率,縮短捕獲時間,但算法復(fù)雜度相對較高。文獻(xiàn)[6]提出了一種基于相關(guān)函數(shù)的信號無模糊捕獲方法,該方法有效解決了BOC信號在捕獲和跟蹤中出現(xiàn)的模糊問題,但在算法的抗干擾能力上還有進(jìn)一步提高的空間。

    本文主要針對B1C信號捕獲模塊設(shè)計(jì)中遇到的算法復(fù)雜度高、兼容性差、硬件實(shí)現(xiàn)難、硬件資源占用大等問題,提出一種基于BPSK-like捕獲的改進(jìn)方法。該方法僅對B1C信號中的BOC(1,1)信號分量進(jìn)行捕獲,在單邊帶信號處理上通過加入相干累加與非相干累加運(yùn)算、FFT模塊并行流水線處理、蝶形運(yùn)算單元截位處理等方式,實(shí)現(xiàn)了一定的優(yōu)化設(shè)計(jì),有效解決上述問題。

    1 B1C信號分析

    B1C信號是北斗三號衛(wèi)星播發(fā)的一種新體制信號,其載波頻率中心為1 575.42 MHz,帶寬為32.736 MHz,B1C信號為復(fù)合包絡(luò)信號,包含導(dǎo)頻分量(B1C_pilot)和數(shù)據(jù)分量(B1C_data)兩部分,2個分量的主碼長均為10 230,主碼周期均為10 ms[7]。

    B1C信號的調(diào)制特性如表1所示,B1C信號的2個分量均采用了二進(jìn)制偏移載波(BOC)調(diào)制方式。數(shù)據(jù)分量由BOC(1,1)調(diào)制而成,該分量的信號功率占總功率的1/4;導(dǎo)頻分量由BOC(1,1)和BOC(6,1)兩種調(diào)制方式調(diào)制而成,其中,采用BOC(1,1)調(diào)制的分量功率占總功率的29/44,采用BOC(6,1)調(diào)制的分量功率占總功率的1/11[8]。

    表1 B1C信號調(diào)制特性Tab.1 Modulation characteristics of B1C signal

    為了降低算法設(shè)計(jì)難度,節(jié)約硬件資源,本文在捕獲模塊的設(shè)計(jì)中,犧牲了互操作信號中的BOC(6,1)調(diào)制信號成分,僅捕獲BOC(1,1)調(diào)制信號分量。

    2 BOC信號調(diào)制

    BOC調(diào)制是GNSS現(xiàn)代化進(jìn)程中的一種新型信號調(diào)制方式,其特點(diǎn)是通過某種編碼處理方法,使得信號的頻譜產(chǎn)生一定的偏移。

    BOC調(diào)制原理如圖1所示。導(dǎo)航電文首先與擴(kuò)頻碼進(jìn)行擴(kuò)頻調(diào)制;接著,擴(kuò)頻調(diào)制信號與副載波信號調(diào)制成BOC基帶信號;最后,在BOC基帶信號上進(jìn)行BPSK調(diào)制,得到BOC調(diào)制信號[9]。

    圖1 BOC調(diào)制原理Fig.1 Principle of BOC modulation

    BPSK調(diào)制信號和BOC(1,1)調(diào)制信號的自相關(guān)函數(shù)如圖2所示。由圖2可得,BPSK調(diào)制信號只有一個相關(guān)峰值,而BOC(1,1)調(diào)制信號除了一個主峰,還存在2個副峰。如果直接采用BPSK調(diào)制信號的捕獲方法對BOC調(diào)制信號進(jìn)行捕獲,則會出現(xiàn)模糊性問題,影響捕獲的準(zhǔn)確性[10-11]。故在捕獲模塊設(shè)計(jì)中,要采取相應(yīng)的方法解決副峰值問題。

    圖2 BPSK與BOC(1,1)調(diào)制信號自相關(guān)函數(shù)Fig.2 Autocorrelation function of BPSK and BOC (1,1) modulated signals

    3 BOC信號捕獲算法介紹

    由于BOC信號的自相關(guān)函數(shù)存在多個峰值,如果直接采用傳統(tǒng)的BPSK捕獲方法來捕獲BOC信號,難以解決多峰值問題,容易造成誤捕,從而影響接收機(jī)的整體性能。BOC信號捕獲算法主要圍繞如何有效消除副峰帶來的影響進(jìn)行設(shè)計(jì)。

    相較于其他BOC捕獲算法,BPSK-like捕獲算法技術(shù)相對成熟,具有算法邏輯簡單、硬件實(shí)現(xiàn)方便等優(yōu)點(diǎn)[12-15]。BPSK-like算法的基本原理為:首先,通過濾波器將BOC信號分為上邊帶和下邊帶2路信號;接著,分別對2路信號采用BPSK信號捕獲方法進(jìn)行處理;最后,將處理后的2路信號進(jìn)行累加合并,并進(jìn)行判決。若合并后的峰值超過設(shè)定的閾值,則判定捕獲成功;否則,捕獲不成功,需要重新進(jìn)行捕獲[15-18]。BPSK-like算法原理框圖如圖3所示。

    圖3 BPSK-like算法原理Fig.3 Principle block diagram of BPSK-like algorithm

    4 單邊帶信號捕獲算法設(shè)計(jì)

    結(jié)合上述對BOC信號的分析及BPSK-like算法的介紹,設(shè)計(jì)了一種基于BPSK-like算法的改進(jìn)方法,改進(jìn)部分主要體現(xiàn)在單邊帶信號處理模塊上。

    圖8示出機(jī)組綜合供電煤耗降低隨負(fù)荷增加而單調(diào)增大,隨空冷島散熱面積的增加而單調(diào)增大。機(jī)組為設(shè)計(jì)散熱面積時,綜合供電煤耗為343.3 g/kWh。在散熱面積分別增加16.7%、33.3%、50%、66.7%時,機(jī)組綜合供電煤耗降低Δbg分別為4.4、7.5、9.7和11.4 g/kWh。隨散熱面積增加,綜合供電煤耗降低Δbg的等差差值分別為4.4、3.1、2.2和1.7 g/kWh。表明隨散熱面積均勻增加,機(jī)組綜合供電煤耗降低的邊際效應(yīng)逐漸變?nèi)酢?/p>

    設(shè)計(jì)的單邊帶信號處理模塊以并行碼相位捕獲算法為基礎(chǔ),在FFT模塊設(shè)計(jì)及信號累加方式上進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì),算法實(shí)現(xiàn)過程為:① 單邊帶信號分量經(jīng)混頻后,以(i+jq)的形式進(jìn)行FFT運(yùn)算;② 經(jīng)FFT處理后的數(shù)據(jù)與經(jīng)FFT處理后的本地偽碼數(shù)據(jù)進(jìn)行共軛相乘運(yùn)算;③ 將共軛相乘運(yùn)算結(jié)果輸入到IFFT模塊進(jìn)行處理,完成信號的相關(guān)運(yùn)算;④ 對IFFT輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行相干累加及非相干累加運(yùn)算,實(shí)現(xiàn)信號能量的積聚,同時避免因符號翻轉(zhuǎn)帶來的影響。單邊帶信號處理模塊的設(shè)計(jì)框圖如圖4所示。

    圖4 單邊帶信號處理模塊設(shè)計(jì)框圖Fig.4 Design block diagram of single sideband signal processing module

    從圖4可以看出,F(xiàn)FT模塊在捕獲算法中具有關(guān)鍵作用,故本文在FFT模塊的算法及硬件設(shè)計(jì)上進(jìn)行了一定的優(yōu)化處理。

    采用基于頻率抽取的方法對FFT模塊進(jìn)行設(shè)計(jì),主要包括數(shù)據(jù)緩存單元、蝶形運(yùn)算單元和自然排序單元等部分。由于B1C信號和L1C信號的主碼長均為10 230,故將FFT點(diǎn)數(shù)設(shè)置為1 024,通過分段處理的方式提高了捕獲的速度,降低了硬件實(shí)現(xiàn)成本。FFT模塊結(jié)構(gòu)如圖5所示。

    圖5 FFT模塊結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Structure diagram of FFT module

    在蝶形運(yùn)算單元中加入了數(shù)據(jù)截位運(yùn)算和原位運(yùn)算,進(jìn)一步降低了FFT運(yùn)算量及硬件資源的占用[19]。另外,考慮到捕獲模塊中涉及到FFT及IFFT運(yùn)算,故將旋轉(zhuǎn)因子單獨(dú)存儲在存儲單元中,當(dāng)使用到IFFT模塊時,只需將旋轉(zhuǎn)因子做相應(yīng)的改變即可,而不需要重新設(shè)計(jì)一個IFFT模塊。

    5 算法仿真與分析

    在相干累加次數(shù)設(shè)置方面,考慮到B1C信號主碼周期均為10 ms,且FFT模塊的點(diǎn)數(shù)為1 024點(diǎn),故將兩分量的相干累加時長均設(shè)置為10 ms。

    在非相干累加次數(shù)設(shè)置方面,本文使用蒙特卡羅評估方法,對不同非相干累加次數(shù)下的檢測概率進(jìn)行了統(tǒng)計(jì)分析。

    非相干累加段數(shù)與檢測概率的關(guān)系圖如圖6所示。由圖6可以看出,對于載噪比為30 dB·Hz的信號,需要進(jìn)行至少4次非相干累加合并,才能保證信號檢測概率高于95%;而對于載噪比為28 dB·Hz的信號,若想使信號檢測概率達(dá)到滿足實(shí)際應(yīng)用需求的95%,則至少需要進(jìn)行7次非相干累加合并。

    圖6 非相干累加段數(shù)與檢測概率關(guān)系Fig.6 Relationship between the number of incoherent accumulation segments and detection probability

    本文以BOC(1,1)上邊帶信號為例,使用Matlab軟件對算法進(jìn)行了驗(yàn)證分析。將信號的碼片偏移值設(shè)置為312.5,多普勒頻率偏移值設(shè)置為667 Hz(算法以667 Hz的多普勒頻率偏移值為步進(jìn)單元進(jìn)行掃描),信號功率設(shè)置為-125 dBm,非相干累加次數(shù)設(shè)置為10。

    捕獲結(jié)果如圖7所示。由圖7可以看出,非相干累加結(jié)果中出現(xiàn)了單個明顯的峰值,其對應(yīng)的碼片偏移值為312.5,相應(yīng)的載波多普勒頻率偏移值顯示在Matlab界面的命令行窗口,值為667 Hz,與設(shè)定值一致,故信號捕獲成功。

    圖7 捕獲結(jié)果(-125 dBm)Fig.7 Acquisition result (-125 dBm)

    在非相干累加次數(shù)為10的條件下,不同信號功率下的檢測概率統(tǒng)計(jì)如圖8所示。由圖8可以看出,當(dāng)信號功率低于-136 dBm時,捕獲模塊的檢測概率低于95%,不符合實(shí)際應(yīng)用需求,若想實(shí)現(xiàn)對較低信號功率的信號捕獲,則需提高非相干累加次數(shù)。

    圖8 不同信號功率下的檢測概率Fig.8 Detection probability under different signal power

    本文借助verilog語言在Vivado軟件平臺上對算法進(jìn)行了仿真實(shí)現(xiàn)。蝶形運(yùn)算單元中截位運(yùn)算模塊的仿真結(jié)果如圖9所示。由結(jié)果可得,正弦輸入信號(iVal)位寬與輸出信號(oVal)位寬相差7位,但輸入信號和輸出信號包絡(luò)未發(fā)生改變,僅相差一個時鐘周期,說明截位模塊起到了縮小幅值的作用,減少了運(yùn)算量,節(jié)約了硬件存儲空間。

    圖9 截位運(yùn)算Fig.9 Truncation operation

    基2-1 024點(diǎn)FFT模塊的仿真結(jié)果如圖10所示。通過分析可得,在連續(xù)的正弦輸入信號(RE(in))作用下,得到的輸出波形(RE(out))與正弦信號頻域轉(zhuǎn)換結(jié)果相符(同步脈沖(OSynYnEp)為高電平時,代表一個正弦周期的開始),證明了FFT模塊運(yùn)算的準(zhǔn)確性。由于FFT模塊在算法中需要多次使用,但在硬件實(shí)現(xiàn)中僅設(shè)置一個FFT模塊,使用時直接調(diào)用即可,既減少了數(shù)據(jù)處理的運(yùn)算量,也進(jìn)一步節(jié)約了硬件資源。

    圖10 FFT仿真結(jié)果Fig.10 FFT simulation results

    將BOC(1,1)上邊帶信號碼相位偏移量設(shè)置為14,多普勒頻率偏移值設(shè)置為2 000 Hz,信號功率設(shè)置為-135 dBm,非相干累加次數(shù)設(shè)置為10次,輸入到本文設(shè)計(jì)的捕獲模塊中進(jìn)行仿真。信號捕獲結(jié)果如圖11所示。分析結(jié)果可得,非相干累加結(jié)果中(iPowValue)出現(xiàn)了明顯的峰值,其中,第10次非相干累加過程中出現(xiàn)最大峰值,對應(yīng)的碼相位偏移量(oCd0fsQ)為14,頻點(diǎn)(oFpIdx)為6(對應(yīng)的多普勒頻率偏移值為2 000 Hz),均與設(shè)置值相符,證明了捕獲算法的易實(shí)現(xiàn)性及可靠性。

    圖11 捕獲結(jié)果Fig.11 Acquisition results

    6 結(jié)束語

    圍繞北斗B1C信號的捕獲問題進(jìn)行研究,針對信號在捕獲過程中遇到的算法復(fù)雜度高、兼容性差、捕獲性能不佳和硬件實(shí)現(xiàn)難等問題,提出了一種基于BPSK-like的改進(jìn)方法。該方法犧牲了BOC(6,1)調(diào)制成分,僅對BOC(1,1)調(diào)制成分進(jìn)行捕獲。算法首先將BOC信號分離為上、下兩路邊帶信號;接著,將2路信號分別進(jìn)行處理;最后,將處理后的2路信號進(jìn)行非相干累加合并,當(dāng)非相干累加合并峰值高于閾值,則證明捕獲成功。相比于其他BOC信號捕獲算法,本文所設(shè)計(jì)的算法主要有以下幾個特點(diǎn):① 算法在考慮B1C信號特點(diǎn)及信號分量功率分配比重的基礎(chǔ)上,從節(jié)約設(shè)計(jì)成本的角度出發(fā),提出了僅捕獲BOC(1,1)調(diào)制信號成分的方案;② 在單信號捕獲模塊設(shè)計(jì)中,本文設(shè)計(jì)的基2-1 024點(diǎn)FFT模塊中采用了截位、原位等運(yùn)算,使模塊在運(yùn)算量、硬件資源占用量等方面得到一定的降低;③ 加入了相干累加與非相干累加運(yùn)算,提高了接收機(jī)捕獲性能,并且,算法中的非相干累加次數(shù)可調(diào),可根據(jù)實(shí)際信號的強(qiáng)弱進(jìn)行合理設(shè)置。

    本文對所設(shè)計(jì)的算法在Matlab平臺及Vivado軟件平臺上進(jìn)行了驗(yàn)證,經(jīng)仿真分析得,本文所提算法能夠有效捕獲B1C信號,捕獲性能滿足實(shí)際應(yīng)用需求,解決了其他算法出現(xiàn)的復(fù)雜度高、兼容性差、硬件實(shí)現(xiàn)難、硬件資源占用大等問題,具有一定的參考價值及工程應(yīng)用價值。由于研究時間有限,本文未對算法進(jìn)行實(shí)際環(huán)境下的硬件實(shí)現(xiàn)及測試,后期將進(jìn)行相關(guān)方面的研究工作。

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