應(yīng)用于無線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET關(guān)斷特性分析

薄 強(qiáng)，王麗芳，3，張玉旺，陶成軒，劉志孟，蒙金雪

（1.中國科學(xué)院電工研究所，北京市 100190；2.中國科學(xué)院大學(xué)，北京市 100049；3.電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（中國科學(xué)院），北京市 100190）

0 引言

無線充電技術(shù)實(shí)現(xiàn)了電源與負(fù)載之間的電氣隔離，并解決了裸露導(dǎo)線造成的用電安全等問題［1-4］。目前該技術(shù)在電動(dòng)汽車無線充電、植入式醫(yī)療、水下供電等領(lǐng)域得到廣泛的研究［5-8］。SiC MOSFET相比Si器件具有更高的開關(guān)速度、更低的導(dǎo)通損耗和更高的結(jié)溫等優(yōu)勢，這對減小開關(guān)損耗、提高開關(guān)頻率和縮短死區(qū)時(shí)間非常有利，采用SiC MOSFET的無線充電系統(tǒng)可取得更高的效率、更高的功率密度和更優(yōu)的整機(jī)性能［9-10］。

無線充電系統(tǒng)在發(fā)射側(cè)和接受側(cè)設(shè)置補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，并采用諧振的方式提高系統(tǒng)的輸出功率和傳輸效率。目前，廣泛使用的基本補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)有4種［3］:SS（series-series）型、SP（series-parallel）型、PS（parallelseries）型、PP（parallel-parallel）型，但由于這些單元件補(bǔ)償拓?fù)淇蛊颇芰Σ粡?qiáng)導(dǎo)致負(fù)載或互感發(fā)生變化時(shí)引起輸出功率和傳輸效率的下降，因此，需采用復(fù)合補(bǔ)償拓?fù)鋪硖岣呦到y(tǒng)的工作性能。LCC-S（即發(fā)射側(cè)采用一個(gè)電感、兩個(gè)電容的復(fù)合補(bǔ)償，而接受側(cè)采用串聯(lián)電容補(bǔ)償）補(bǔ)償拓?fù)湓诎l(fā)射側(cè)采用LCC復(fù)合補(bǔ)償，增加的補(bǔ)償電感相當(dāng)于增加了一個(gè)調(diào)節(jié)自由度，而在接受側(cè)采用串聯(lián)補(bǔ)償，該拓?fù)渚哂邪l(fā)射線圈恒流、適用多負(fù)載供電、電壓增益與負(fù)載無關(guān)等優(yōu)點(diǎn)，可以方便地控制負(fù)載功率［11-13］。

一般而言，應(yīng)用于無線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET是軟開通、硬關(guān)斷的，而硬關(guān)斷將影響系統(tǒng)的傳輸效率和關(guān)斷電應(yīng)力，因此需要對系統(tǒng)的關(guān)斷特性進(jìn)行研究。目前，已有文獻(xiàn)對無線充電系統(tǒng)的關(guān)斷特性進(jìn)行研究，文獻(xiàn)［14-15］在求解LCC補(bǔ)償拓?fù)潢P(guān)斷電流的基礎(chǔ)上，通過對補(bǔ)償電容的優(yōu)化使得關(guān)斷電流滿足軟開關(guān)條件，雖然該文沒有對關(guān)斷電流的特性做進(jìn)一步的探討，但其建模方法可以為關(guān)斷電流的求解提供借鑒。文獻(xiàn)［13］在LCC-S補(bǔ)償?shù)幕Ｐ突A(chǔ)上對電路進(jìn)行簡化，然后考慮諧波的影響分階段建立逆變器輸出電流的簡化時(shí)域模型，其關(guān)斷電流的求解比較復(fù)雜且需要數(shù)值迭代計(jì)算。文獻(xiàn)［16］針對4種不同的T型補(bǔ)償拓?fù)浞謩e求出了考慮高次諧波影響的關(guān)斷瞬態(tài)電流表達(dá)式，并將其應(yīng)用于LCC補(bǔ)償拓?fù)渲?，但該方法無法獲得關(guān)斷瞬態(tài)電流的閉式表達(dá)式，且需借助計(jì)算機(jī)進(jìn)行大量運(yùn)算。文獻(xiàn)［17-18］針對LCC補(bǔ)償拓?fù)涞能涢_關(guān)實(shí)現(xiàn)，求解出關(guān)斷電流與元件參數(shù)、輸出電壓及耦合系數(shù)的關(guān)系，但該文并沒有對關(guān)斷電流進(jìn)行更深入的討論，且求解過程較為繁瑣。文獻(xiàn)［19］通過求解MOSFET關(guān)斷電流對死區(qū)時(shí)間進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，但該關(guān)斷電流不是閉式解且沒有考慮逆變器輸出電壓、電流的高次諧波對關(guān)斷電流的影響。文獻(xiàn)［20］在分析基波和高次諧波數(shù)學(xué)模型基礎(chǔ)上求出開關(guān)瞬間電流的表達(dá)式，對逆變器的零電流關(guān)斷具有重要價(jià)值，但求解公式缺乏進(jìn)一步的驗(yàn)證?；诖?，文獻(xiàn)［21］在文獻(xiàn)［20］的基礎(chǔ)上，不但推導(dǎo)出關(guān)斷電流的閉式數(shù)學(xué)模型，而且依據(jù)此模型對系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS）和零電流開關(guān)（ZCS）的條件進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，對本文研究具有啟發(fā)意義，但該文獻(xiàn)沒有對開關(guān)管的關(guān)斷能量損耗進(jìn)行研究。

本文研究應(yīng)用于LCC-S補(bǔ)償?shù)臒o線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET關(guān)斷特性。首先，建立無線充電系統(tǒng)ZVS參數(shù)配置模型，對考慮基波和高次諧波的關(guān)斷瞬態(tài)電流進(jìn)行建模，并建立關(guān)斷能量損耗模型。其次，探討SiC MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)電流、關(guān)斷能量損耗與直流母線電壓和輸出功率的數(shù)值關(guān)系，通過創(chuàng)新改良SiC MOSFET的關(guān)斷特性，降低關(guān)斷損耗，提高單體器件的穩(wěn)定性。最后，搭建了1 kW基于SiC MOSFET的無線充電系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。所得結(jié)論可以對降低開關(guān)損耗、改善器件電應(yīng)力（如關(guān)斷電流應(yīng)力）等提供參考。

1 數(shù)學(xué)模型

1.1 無線充電系統(tǒng)模型及ZVS參數(shù)配置

關(guān)斷瞬態(tài)電流值與無線充電系統(tǒng)的參數(shù)配置息息相關(guān)，因此需要首先對無線充電系統(tǒng)進(jìn)行建模。圖1所示為采用LCC-S補(bǔ)償?shù)臒o線充電系統(tǒng)原理圖。圖中:發(fā)射側(cè)首先由直流電源輸入由S1～S4構(gòu)成的單相全橋高頻逆變電路，為提高傳輸效率可以采用SiC MOSFET器件；Udc為直流母線電壓；逆變器包含4只開關(guān)管，采用180°方波控制將直流母線電壓Udc轉(zhuǎn)換為高頻方波輸出電壓Uab；L1和L2分別為發(fā)射側(cè)和接受側(cè)的線圈電感值；R1和R2為線圈的寄生電阻；Lp、Cp1和Cp2分別為發(fā)射側(cè)的補(bǔ)償電感和電容；Cs為接受側(cè)的補(bǔ)償電容；M為互感值。為了簡化分析，LCC-S補(bǔ)償?shù)臒o線充電系統(tǒng)可以簡化為圖1中下半部分的拓?fù)洹?/p>

圖1 采用LCC-S補(bǔ)償?shù)臒o線充電系統(tǒng)原理圖Fig.1 Principle diagram of wireless charging system with LCC-S compensation

由無線充電系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型可知，忽略逆變器死區(qū)時(shí)間的情況下，對逆變器輸出方波電壓Uab進(jìn)行傅里葉展開可得:

式中:ω為Uab的基波角頻率；n為諧波階數(shù)。

設(shè)Uin為Uab基波電壓分量的有效值，則Uin可表示為:

另外，若RLeq是負(fù)載RL折算至整流橋輸入端的等效負(fù)載，則忽略整流橋的感性特征后，RLeq的表達(dá)式可以簡單表示為:

定義車載端的阻抗為Zs、地面端補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸入端的阻抗為Zin、車載端折算到地面端的反射阻抗為Zr，則由電路原理可得:

式中:I?1、I?2分別為流過L1和L2的電流。

為提高系統(tǒng)傳輸效率且減小無功損耗，Zin的虛部應(yīng)為零。因此，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)應(yīng)滿足以下條件:Lp和Cp2形成諧振回路；L1、Cp1和Cp2形成諧振回路；L2和Cs形成諧振回路（暫不考慮整流橋的感性成分）。滿足以上3個(gè)諧振條件后，可得各補(bǔ)償電容的取值為:

此時(shí)定義的各部分阻抗可以表示為:

為使SiC MOSFET實(shí)現(xiàn)ZVS運(yùn)行，實(shí)際的系統(tǒng)設(shè)計(jì)中逆變器的負(fù)載一般要通過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的配置而呈微感性，一般選擇調(diào)整諧振電容Cp1的值實(shí)現(xiàn)，方法如下:當(dāng)Cp1變?yōu)镃p1，γ（γ為正系數(shù)），且電容Cs、Cp2滿 足 諧 振 條 件 后 的 系 統(tǒng) 輸 入 阻 抗 為Zin，Cp1，γ。設(shè)此時(shí)的阻抗角為θCp1，γ，選取合適的γ值使得此時(shí)θCp1，γ為一個(gè)大于零的角 度，使輸入阻抗呈弱感性。需要注意的是，θCp1，γ需要大于某個(gè)閾值，才能使SiC MOSFET有足夠的能量進(jìn)入ZVS運(yùn)行狀態(tài)，其中θCp1，γ的表達(dá)式為:

式 中:Im（Zin，Cp1，γ）為Zin，Cp1，γ的 虛 部 分 量；Re（Zin，Cp1，γ）為Zin，Cp1，γ的實(shí)部 分量。

下一步將研究應(yīng)用于無線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET在ZVS運(yùn)行模式下的關(guān)斷瞬態(tài)電流特性。

1.2 考慮高次諧波影響的SiC MOSFET關(guān)斷瞬態(tài)電流特性

SiC MOSFET關(guān)斷瞬態(tài)電流是指關(guān)斷瞬間流過SiC MOSFET溝道的電流瞬時(shí)值。無線充電系統(tǒng)在建立模型或參數(shù)配置時(shí)一般采用基波分析法，基波分析法只考慮逆變器輸出電壓Uab中的基波分量，而忽略高次諧波對逆變器后級系統(tǒng)產(chǎn)生的影響。雖然無線充電系統(tǒng)的LCC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)具有高次諧波濾除特性，導(dǎo)致Uab的高次諧波分量幾乎不會(huì)對車載端產(chǎn)生不良影響，但Uab的高次諧波特性會(huì)和LCC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)一同對SiC MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)電流產(chǎn)生影響，此時(shí)若忽略高次諧波分量的影響，會(huì)使得對SiC MOSFET關(guān)斷瞬態(tài)特性的分析產(chǎn)生較大誤差，導(dǎo)致關(guān)斷瞬態(tài)電流的計(jì)算值與實(shí)驗(yàn)值相差較大。

前面通過調(diào)節(jié)Cp1實(shí)現(xiàn)逆變器的ZVS運(yùn)行，此時(shí)Lp和Cp2諧振。因此，當(dāng)僅考慮逆變器輸出電壓基波分量時(shí)，若設(shè)Io（1）為逆變器輸出電流的基波分量，則聯(lián)立式（2）和式（4）可得Io（1）的表達(dá)式為:

式中:ω0為初始基波角頻率。

由式（8）可知，Io（1）不僅存在實(shí)部，而且存在虛部。其中Io（1）的實(shí)部分量與電壓Uin同相位，Io（1）的虛部分量與電壓Uin正交。因此，在僅考慮逆變器輸出基波分量情況下，關(guān)斷瞬態(tài)電流Io（1），sw可表示為:

下面考慮高次諧波對系統(tǒng)的影響?？紤]高次諧波特性時(shí)的Cp2阻抗ZCp2與Cp1、L1的阻抗和ZCp1+L1的比值如附錄A圖A1（a）所示。由圖可知，相對于n=1時(shí)的基波而言，對于n≥3的高次諧波，由于阻抗ZCp2遠(yuǎn)小于阻抗ZCp1+L1，故大部分高次諧波電流流過電容Cp2通路，而幾乎沒有高次諧波電流流過Cp1、L1通路。因此，考慮高次諧波（n≥3）時(shí)的等效電路如附錄A圖A1（b）所示。此時(shí)，系統(tǒng)輸入阻抗Zin，n可表示為:

由式（10）的輸入阻抗表達(dá)式可知，高次諧波電壓與高次諧波電流呈正交關(guān)系，并且由于所有高次諧波電壓同相位，故在SiC MOSFET關(guān)斷瞬態(tài)時(shí)所有高次諧波電流值可以直接相加，此時(shí)聯(lián)立式（1）和式（10）可得考慮高次諧波的關(guān)斷瞬態(tài)電流值Io（n），sw的表達(dá)式為:

聯(lián)立式（9）和式（11）可得考慮逆變器輸出電流的 基 波Io（1），sw和 高 次 諧 波Io（n），sw時(shí) 的SiC MOSFET關(guān)斷瞬態(tài)電流值Isw的表達(dá)式為:

一般地，對于傳統(tǒng)的采用基本補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)拓?fù)涞臒o線充電系統(tǒng)，器件的關(guān)斷瞬態(tài)電流值是隨著負(fù)載的變化而變化的，并且輕載時(shí)關(guān)斷瞬態(tài)電流值小、重載時(shí)關(guān)斷瞬態(tài)電流值大［22-23］。但由式（12）可知，在LCC-S補(bǔ)償?shù)臒o線充電系統(tǒng)中，考慮了高次諧波影響的SiC MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)電流值Isw不僅與補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)有關(guān)，而且當(dāng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)確定時(shí)，Isw與負(fù)載的取值無關(guān)而僅與直流母線電壓Udc成正比，這就導(dǎo)致應(yīng)用于無線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)特性具有某些異于其他電力電子變換器的特性。

本文討論的關(guān)斷瞬態(tài)特性主要包括關(guān)斷瞬態(tài)電流和關(guān)斷瞬態(tài)損耗，而其中關(guān)斷瞬態(tài)損耗的求解需要建立SiC MOSFET的開關(guān)能量損耗模型。

1.3 基于器件數(shù)據(jù)手冊的SiC MOSFET關(guān)斷能量損耗模型

目前，已有文獻(xiàn)對SiC MOSFET的開關(guān)損耗進(jìn)行研究，主要可分為直接測量法、物理模型法、行為模型法和曲線擬合法。其中，直接測量法受限于測量設(shè)備的精準(zhǔn)度，對高頻、高速SiC MOSFET的損耗測量具有局限性［24］，物理模型法和行為模型法在系統(tǒng)級損耗計(jì)算中的實(shí)用性仍有待驗(yàn)證［25-26］，而曲線擬合法僅根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊確定擬合參數(shù)，不但參數(shù)提取容易，而且模型計(jì)算量大大減少，可以顯著提高仿真速度并可改善系統(tǒng)仿真時(shí)的收斂性，適用于工程應(yīng)用中的損耗分析和評估［27］。

一般地，當(dāng)主電路和驅(qū)動(dòng)電路的參數(shù)確定時(shí)，影響SiC MOSFET開關(guān)損耗的因素只有結(jié)溫Tj和漏源電流Ids。所 用的SiC MOSFET器件型 號(hào)為C3M0065090D，其器件數(shù)據(jù)手冊中給出了開關(guān)能量損耗與Tj、Ids的關(guān)系曲線。附錄A圖A2（a）為Udc=400 V、Tj=25 °C時(shí)，開關(guān)能量損耗與Ids的關(guān)系，可知開關(guān)能量損耗均與Ids呈正相關(guān)關(guān)系；附錄A圖A2（b）為Ids=20 A時(shí)，開關(guān)能量損耗與Tj的關(guān)系，可知在25～150 °C的結(jié)溫范圍內(nèi)，開通損耗Eon與Tj呈正相關(guān)關(guān)系，但是關(guān)斷損耗Eoff具有較好的溫度穩(wěn)定性，即Eoff不隨Tj的變化而變化，該特性對其他的SiC MOSFET也具有普遍性［28-29］。

無線充電系統(tǒng)由于采用ZVS參數(shù)配置方法實(shí)現(xiàn)了軟開通，因此Eon為零，此時(shí)損耗占比最大的就是Eoff。由于Eoff具有較好的溫度穩(wěn)定性，忽略Tj對Eoff的影響并采用多項(xiàng)式擬合方法可以得到Eoff與Ids的函數(shù)關(guān)系為:

為了求解上式的多項(xiàng)式擬合系數(shù)a1、a2、a3、a4，采用Getdata軟件準(zhǔn)確提取數(shù)據(jù)手冊中Eoff與Ids的曲線數(shù)據(jù)，然后將提取數(shù)據(jù)導(dǎo)入MATLAB，采用Curve Fitting Tool的Polynomial進(jìn)行多項(xiàng)式擬合，在擬合過程中可以調(diào)節(jié)多項(xiàng)式的階數(shù)。由附錄A圖A2中的擬合結(jié)果可以看出，采用4階多項(xiàng)式即可滿足擬合精度的要求，可求得式（13）中的多項(xiàng)式擬合 系 數(shù) 為:a1=3.647、a2=?0.478 4、a3=0.029 22、a4=?0.000 389 4。

上文以SiC MOSFET C3M0065090D為例求出Eoff與Ids的關(guān)系，為進(jìn)一步研究該損耗模型是否適用于其他類型的器件，附錄A圖A3給出了SiC與Si器件的關(guān)斷損耗與結(jié)溫的關(guān)系。由圖中各器件的損耗曲線可得，SiC MOSFET的Eoff具有較好的溫度穩(wěn)定性，故可以忽略結(jié)溫對Eoff的影響，但對于普通Si器件（Si IGBT和Si MOSFET），Eoff均隨Tj的上升而大幅增加［29］，因此，在普通Si器件的關(guān)斷損耗模型中則必須考慮結(jié)溫對損耗的影響。綜上，式（13）的關(guān)斷損耗模型對SiC MOSFET具有普遍的應(yīng)用意義，而在其他的SiC MOSFET應(yīng)用場合可以通過靈活改變擬合階數(shù)使得損耗模型更加準(zhǔn)確。

最后，在確定的直流母線電壓Udc下，Eoff可以由Ids得出，而Ids的值可以根據(jù)式（12）來求解。下一章將在本節(jié)基礎(chǔ)上通過計(jì)算和仿真對關(guān)斷瞬態(tài)電流值和關(guān)斷能量損耗進(jìn)行進(jìn)一步的研究。

2 關(guān)斷瞬態(tài)特性分析

為驗(yàn)證無線充電系統(tǒng)考慮基波和高次諧波影響的SiC MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)電流Isw求解的正確性，根據(jù)前述無線充電系統(tǒng)模型和ZVS參數(shù)配置理論，在PSIM仿真軟件中搭建1 kW LCC-S補(bǔ)償?shù)臒o線充電系統(tǒng)仿真模型進(jìn)行驗(yàn)證。SiC MOSFET的開關(guān)頻率設(shè)為85 kHz，仿真模型中的其他參數(shù)配置如附錄A表A1所示。

首先，為驗(yàn)證式（12）的關(guān)斷瞬態(tài)電流Isw與直流母線電壓Udc的正比關(guān)系，附錄A圖A4（a）給出了Udc分別取100、200、300、400 V時(shí)的關(guān)斷瞬態(tài)電流仿真波形?；诟戒汚圖A4（a）和式（12）可得不同Udc時(shí)Isw的計(jì)算和仿真值的對比結(jié)果如圖2（a）所示。由圖2（a）可知，關(guān)斷瞬態(tài)電流的計(jì)算值Isw，cal和仿真值Isw，sim均與Udc成正比，且計(jì)算和仿真的關(guān)斷瞬態(tài)電流值十分吻合。

圖2 關(guān)斷瞬態(tài)電流的計(jì)算值與仿真值對比Fig.2 Comparison of calculated values and simulation values of turn-off transient current

其次，為分析無線充電系統(tǒng)在不同輸出功率時(shí)的關(guān)斷瞬態(tài)電流值，附錄A圖A4（b）給出了系統(tǒng)輸出功率Pout分別為275、518、770、1 120 W時(shí)的關(guān)斷瞬態(tài)電流仿真波形?；诟戒汚圖A4（b）和式（12）可得不同輸出功率時(shí)Isw的計(jì)算和仿真值的對比結(jié)果如圖2（b）所示。由圖2（b）可知，SiC MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)電流值基本不隨輸出功率的改變而變化，且計(jì)算值Isw，cal和仿真值Isw，sim十分吻合，圖2（b）中的恒關(guān)斷瞬態(tài)電流值約為7.3 A，最大誤差僅為2.6%。因此，應(yīng)用于LCC-S補(bǔ)償?shù)臒o線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET具有恒關(guān)斷瞬態(tài)電流的特性。

為分析無線充電系統(tǒng)在不同輸出功率時(shí)的SiC MOSFET關(guān)斷能量損耗特性，圖3給出了在不同輸出功率時(shí)關(guān)斷能量損耗Eoff的計(jì)算和仿真值對比結(jié)果，其中，Eoff的計(jì)算值采用前述基于器件數(shù)據(jù)手冊的擬合函數(shù)求取。由對比結(jié)果可知，應(yīng)用于無線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET的關(guān)斷能量損耗值不隨輸出功率的改變而變化。在圖3中，此恒關(guān)斷能量損耗值約為11.4μJ，也就是說，此時(shí)的SiC MOSFET具有恒關(guān)斷能量損耗的特性。

圖3 無線充電系統(tǒng)在不同輸出功率時(shí)的關(guān)斷能量損耗Fig.3 Turn-off energy loss of wireless charging system with different output power

最后，由1.1節(jié)的參數(shù)配置方法可知，當(dāng)補(bǔ)償電感Lp確定時(shí)，其他補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)值如Cp1、Cp2等也就相應(yīng)確定，系統(tǒng)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)只有一個(gè)自由度，因此，Lp的不同取值會(huì)直接影響關(guān)斷瞬態(tài)電流值和關(guān)斷能量損耗值，基于此，可以獲得降低開關(guān)損耗和改善器件電應(yīng)力的方法。關(guān)斷瞬態(tài)電流、關(guān)斷能量損耗與補(bǔ)償電感Lp的關(guān)系如附錄A圖A5所示。由圖中的曲線對比結(jié)果可知，無論是關(guān)斷瞬態(tài)電流值還是關(guān)斷能量損耗值均隨Lp的增大而減小。由于Lp會(huì)影響無線充電系統(tǒng)的輸出電壓［30］，故在滿足系統(tǒng)輸出電壓范圍的前提下，可以通過選擇較大的Lp值來降低器件關(guān)斷損耗值和改善關(guān)斷電應(yīng)力。在本文中，由于車載充電機(jī)要求輸入220 V的直流電壓，因此補(bǔ)償電感Lp取53.5μH（見附錄A圖A5中的實(shí)際裝置點(diǎn)）。在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，本文結(jié)合具體的SiC MOSFET器件本體進(jìn)行研究，通過創(chuàng)新改良器件的關(guān)斷特性，可降低關(guān)斷損耗，并提高單體器件的穩(wěn)定性。

以上證明了應(yīng)用于LCC-S補(bǔ)償拓?fù)涞臒o線充電系統(tǒng)SiC MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)電流與直流母線電壓Udc成正比，也證明了無線充電系統(tǒng)具有恒關(guān)斷瞬態(tài)電流和恒關(guān)斷能量損耗的特性，并最后給出了降低開關(guān)損耗和改善器件電應(yīng)力的可行方法。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

搭建如附錄A圖A6所示的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，具體實(shí)驗(yàn)參數(shù)值如附錄A表A1所示。無線充電系統(tǒng)采用全碳化硅器件（SiC MOSFET與SiC SBD）以提高傳輸效率和功率密度。其中，地面端逆變器采用的4只SiC MOSFET為C3M0065090D（900 V/36 A）；車載端整流橋采用的4只SiC SBD為C3D16060D（600 V/22 A）器件；開關(guān)頻率為85 kHz，該 頻 率值根據(jù)SAE J2954的標(biāo)準(zhǔn)設(shè) 定［31］。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖4所示。

圖4 關(guān)斷瞬態(tài)電流的實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 Experimental waveforms of turn-off transient current

圖4（a）為不同Udc時(shí)的關(guān)斷瞬態(tài)電流的實(shí)驗(yàn)波形。由波形可知，Isw與Udc基本成正比關(guān)系，且關(guān)斷瞬態(tài)電流的實(shí)驗(yàn)波形與附錄A圖A4（a）的仿真波形具有較好的一致性，這不僅證明了式（12）的正確性，而且證明了前述理論分析的準(zhǔn)確性；圖4（b）為不同輸出功率時(shí)Isw的實(shí)驗(yàn)波形。其中，輸出功率Pout的調(diào)節(jié)是通過改變與充電電池性能接近的電子負(fù)載的阻值實(shí)現(xiàn)的。由Isw的實(shí)驗(yàn)波形可知，在不同輸出功率下Isw基本保持不變。在同等輸出功率下，由圖4（b）與附錄A圖A4（b）的比較可知，實(shí)驗(yàn)和仿真的Isw值一致。

為進(jìn)一步研究應(yīng)用于LCC-S補(bǔ)償?shù)臒o線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET關(guān)斷特性，圖5給出了不同輸出功率下，關(guān)斷瞬態(tài)電流的仿真、計(jì)算和實(shí)驗(yàn)值的比較。由比較結(jié)果可知，相比于仿真和計(jì)算值，實(shí)驗(yàn)中的關(guān)斷瞬態(tài)電流值在輸出功率為518 W時(shí)稍微偏大，有2種原因造成這種現(xiàn)象:一是由于SiC MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)電流值的振蕩導(dǎo)致；二是示波器探頭的寄生電容導(dǎo)致在測量時(shí)的誤差。忽略該微小誤差后，實(shí)驗(yàn)、仿真和計(jì)算的關(guān)斷瞬態(tài)電流值相吻合，這不僅證明了考慮高次諧波影響的關(guān)斷瞬態(tài)電流表達(dá)式（12）的正確性，而且驗(yàn)證了前述無線充電系統(tǒng)仿真和實(shí)驗(yàn)的合理性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果準(zhǔn)確驗(yàn)證了應(yīng)用于LCC-S補(bǔ)償無線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET恒關(guān)斷瞬態(tài)電流的準(zhǔn)確性。最后，根據(jù)式（13）可知，此時(shí)應(yīng)用于LCC-S補(bǔ)償?shù)臒o線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET也同樣具有恒關(guān)斷能量損耗的特性。

圖5 不同輸出功率時(shí)關(guān)斷瞬態(tài)電流的仿真、計(jì)算和實(shí)驗(yàn)值比較Fig.5 Comparison of simulated,calculated and experimental values of turn-off transient current with different output power

綜上所述，采用LCC-S補(bǔ)償?shù)幕赟iC MOSFET的無線充電系統(tǒng)具有恒定的關(guān)斷瞬態(tài)電流和恒定的關(guān)斷能量損耗，而傳統(tǒng)的電力電子變換器則不具有這種特性。另外，考慮高次諧波的影響可以使關(guān)斷瞬態(tài)電流的計(jì)算值更加精確，并且與實(shí)驗(yàn)和仿真值也更加吻合。因此，在分析關(guān)斷特性時(shí)必須同時(shí)考慮基波和高次諧波的影響才能得出比較完備的結(jié)果。

4 結(jié)語

本文研究了基于LCC-S補(bǔ)償拓?fù)涞臒o線充電系統(tǒng)的SiC MOSFET關(guān)斷瞬態(tài)電流和關(guān)斷能量損耗特性，并進(jìn)行了計(jì)算、仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)論包括:

1）在全輸出功率范圍內(nèi)，SiC MOSFET具有恒關(guān)斷瞬態(tài)電流的特性，即SiC MOSFET的關(guān)斷瞬態(tài)電流值不隨輸出功率的改變而變化，該結(jié)論可以為考慮器件電應(yīng)力的系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)提供借鑒；

2）建立基于SiC MOSFET器件數(shù)據(jù)手冊的開關(guān)能量損耗模型，并基于該模型得出在全輸出功率范圍內(nèi)，SiC MOSFET具有恒關(guān)斷能量損耗的特性，該結(jié)論可以為降低開關(guān)損耗的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)提供理論基礎(chǔ)；

3）通過對補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的配置改良了SiC MOSFET的關(guān)斷特性，從而可以降低關(guān)斷損耗和改善單體器件的穩(wěn)定性。

本文對SiC MOSFET的關(guān)斷電流和關(guān)斷損耗進(jìn)行了分析，進(jìn)而得到了恒關(guān)斷電流和恒關(guān)斷損耗的關(guān)鍵結(jié)論，后續(xù)將在此基礎(chǔ)上對采用全碳化硅器件（SiC MOSFET和SiC SBD）的無線充電系統(tǒng)進(jìn)行損耗分析，并結(jié)合無線充電系統(tǒng)的自身特性如負(fù)載突變、偏移、空載狀態(tài)等，通過合理的控制方式提高系統(tǒng)的整體效率和穩(wěn)定性。

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