基于場(chǎng)路耦合的反激變換器板級(jí)輻射研究*

吳鍵澄 ，楊 汝 ，2，余連德 ，揭 海 ，劉佐濂

（1.廣州大學(xué) 電子與通信工程學(xué)院，廣東 廣州 510006；2.廣州大學(xué) 機(jī)械與電氣工程學(xué)院，廣東 廣州 510006；3.廣州大學(xué) 物理與材料科學(xué)學(xué)院，廣東 廣州 510006）

0 引言

隨著無(wú)線充電、電動(dòng)汽車等新能源技術(shù)的快速發(fā)展，電源產(chǎn)品逐漸趨向高頻化、小型化，隨之產(chǎn)生的電磁干擾（EMI）問題正變得日益嚴(yán)重[1]。輻射干擾是以電磁波的形式在自由空間中傳播的電磁干擾能量，近年來(lái)愈發(fā)受到人們重視。依照GB9254-2008 等電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)，開關(guān)電源產(chǎn)品的輻射干擾指30 MHz～1 GHz 頻段的電磁干擾能量，通常在230 MHz 以內(nèi)輻射較為嚴(yán)重[2]。針對(duì)開關(guān)電源的輻射干擾，傳統(tǒng)的仿真預(yù)測(cè)方法普遍基于兩個(gè)基本假設(shè)：（1）輸入輸出線纜是主要的輻射源；（2）共模電流是造成輸入輸出線纜輻射的主要原因[3-6]。而實(shí)際上PCB 跡線及元器件的立體結(jié)構(gòu)均會(huì)形成等效天線結(jié)構(gòu)，其輻射特性同樣不可忽視[7-8]?；趫?chǎng)路耦合的仿真方法是解決這類多物理場(chǎng)問題的有效方法。文獻(xiàn)[9]通過建立高頻變壓器100 kHz～200 MHz 的行為級(jí)模型，利用CST 軟件對(duì)一臺(tái)帶長(zhǎng)線纜的反激變換器遠(yuǎn)場(chǎng)輻射進(jìn)行場(chǎng)路耦合仿真，較好地?cái)M合了200 MHz 以內(nèi)3 m 遠(yuǎn)場(chǎng)輻射測(cè)試曲線的趨勢(shì)，但仍存在10～15 dBuV 的誤差，且繁雜的變壓器模型將消耗過多的計(jì)算資源；文獻(xiàn)[10]聯(lián)合Cadence 和Ansoft Designer，對(duì)LLC 半橋諧振電路PCB 的電流強(qiáng)度和近場(chǎng)輻射進(jìn)行仿真分析，為PCB 布局提出整改意見，但未將遠(yuǎn)場(chǎng)輻射考慮在內(nèi)。

本文在此基礎(chǔ)上做了3 點(diǎn)工作：首先闡述了聯(lián)合ANSYS SIwave、HFSS 和Circuit Designer 進(jìn)行場(chǎng)路耦合仿真的原理，將MOSFET 單個(gè)引腳等效為一個(gè)不對(duì)稱振子天線，在HFSS 軟件中建立有限元模型；然后分析高頻變壓器的高頻等效電路模型，同時(shí)考慮有源器件的Pspice模型，注重場(chǎng)和路仿真時(shí)的協(xié)同性，對(duì)一臺(tái)5 W輸出的反激變換器的板級(jí)輻射進(jìn)行仿真，在230 MHz 以內(nèi)的頻段，與3 m 遠(yuǎn)場(chǎng)測(cè)試結(jié)果比較，驗(yàn)證本文仿真方法的正確性；最后對(duì)比分析了兩種不同變壓器高頻等效電路模型的寬頻適應(yīng)性，為實(shí)際研發(fā)生產(chǎn)提供參考。

1 電磁輻射仿真

1.1 電路結(jié)構(gòu)

本文以一臺(tái)5 W 輸出的反激變換器為研究對(duì)象，電路原理圖如圖1 所示。該電路以220 V 交流市電輸入，5 V/1 A 直流輸出，高頻變壓器原邊勵(lì)磁電感為1.67 mH，漏感為100 μH，工作在電流斷續(xù)模式（DCM），工作頻率為150 kHz，MOSFET 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)由單片機(jī)給定，PWM 占空比約為13%。反饋補(bǔ)償電路由可控精密穩(wěn)壓源TL431和光耦EL817 組成，反饋的信號(hào)用于調(diào)節(jié)PWM 的占空比。其中MOSFET 型號(hào)為IRFBE30，原邊二極管D1型號(hào)為F7A；副邊二極管D2及吸收回路的二極管D22均為SM560A。

圖1 反激變換器電路原理圖

1.2 場(chǎng)路耦合仿真原理

如圖2 所示，HFSS 和SIwave 分別對(duì)MOSFET 和PCB板進(jìn)行參數(shù)提取，得到MOSFET 端口的S 參數(shù)和PCB 網(wǎng)絡(luò)的S 參數(shù)；將所得到的S 參數(shù)傳輸?shù)紺ircuit Designer仿真平臺(tái)，設(shè)置變壓器的高頻電路模型、有源器件的電路模型，并在關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)添加電壓電流激勵(lì)，進(jìn)行電路瞬態(tài)仿真；所得到的含激勵(lì)源信息的S 參數(shù)文件被傳輸回SIwave 仿真平臺(tái)；SIwave 讀取Circuit Designer 傳輸回來(lái)的激勵(lì)源數(shù)據(jù)，最終實(shí)現(xiàn)整塊電路板遠(yuǎn)場(chǎng)和近場(chǎng)輻射干擾的仿真預(yù)測(cè)。

圖2 仿真原理圖

2 場(chǎng)路耦合仿真模型搭建

2.1 MOSFET 有限元模型

本文使用的MOSFET 型號(hào)為IRFBE30PBF，采用TO220的封裝形式，為N 溝道MOSFET，漏源電壓最大耐壓值Vdss為800 V，連續(xù)漏極電流Id為4.1 A，最大功率耗散為125 W，滿足實(shí)驗(yàn)電路的要求。

由天線理論可知，天線的形狀會(huì)影響其輻射阻抗，繼而影響輻射方向及輻射強(qiáng)度[11]。根據(jù)電磁波的波阻抗隨距離變化的特性，以為分界線區(qū)分輻射遠(yuǎn)場(chǎng)和近場(chǎng)[12]。

開關(guān)電源輻射頻段為30 MHz～1 GHz，計(jì)算得該頻段對(duì)應(yīng)的最小近場(chǎng)范圍約為4.77 cm（f=1 GHz 時(shí)）以內(nèi)。圖3（a）所示是對(duì)稱振子天線模型，在天線的饋電點(diǎn)輸入一個(gè)交變電流，由于與地阻抗不匹配，對(duì)稱振子天線將會(huì)通過兩個(gè)對(duì)稱的天線臂將電磁波輻射出去[11]。MOSFET的引腳通常是兩臂不對(duì)稱的天線，如圖3（b）所示，該天線模型的饋電點(diǎn)等效為與PCB 跡線的連接點(diǎn)。因此，通過MOSFET 3 個(gè)引腳的交變電流為其等效天線模型的激勵(lì)源。與對(duì)稱振子天線輻射問題的求解方法類似，將MOSFET 引腳等效天線上下兩臂分別等效為電流元的疊加，使用有限元法分別求解天線上下兩臂的電磁場(chǎng)，得到模型總的電磁場(chǎng)。

圖3 天線模型

為了便于建模，將MOSFET 的芯片簡(jiǎn)化為硅材料；MOSFET 的3 個(gè)引腳等效為純銅金屬材料；封裝外殼設(shè)置為環(huán)氧樹脂[13]。參考數(shù)據(jù)手冊(cè)，可以得到TO220 封裝的具體參數(shù)，將MOSFET 的3 個(gè)引腳等效為3 個(gè)電偶極子天線。在每個(gè)管腳與PCB 板連接處設(shè)置一個(gè)Lumped port 激勵(lì)端口作為饋電點(diǎn)，在HFSS 軟件搭建MOSFET的有限元模型。使用Teminal 仿真求解器進(jìn)行求解，得到S 參數(shù)曲線和電場(chǎng)分布，如圖4 所示。

圖4 MOSFET 仿真結(jié)果

如圖4（a）所示，根據(jù)S 參數(shù)理論可以知道，在1 GHz以內(nèi)，d、s 組成的二端口網(wǎng)絡(luò)反射系數(shù)為0，傳輸系數(shù)小于0，低頻段的信號(hào)被輻射出去，高頻段的信號(hào)被吸收。圖4（b）是其近場(chǎng)電場(chǎng)分布，可以看出，電場(chǎng)輻射主要集中在d 極。

2.2 變壓器高頻模型

高頻變壓器也是反激變換器一個(gè)主要的輻射源[14]，在高頻情況下變壓器不再表現(xiàn)為單純的變壓器的特性，而是包含了漏感和寄生電容等寄生參數(shù)。表征變壓器高頻特性的模型主要有三電容模型[15]和六電容模型，其中三電容的高頻等效模型如圖5 所示。圖中，Lp、Ls分別表示原副邊的勵(lì)磁電感，Lp_Leak、Ls_Leak分別表示原副邊的漏感，Cp、Cs分別表示原副邊繞組間的層間電容，Cps表示原副邊繞組的耦合電容，Rp、Rs分別表示原副邊繞組的線電阻。對(duì)于本文所使用的反激式變壓器，具體參數(shù)通過LCR 儀和BODE100 阻抗分析儀測(cè)試得到，測(cè)試結(jié)果見表1。

圖5 變壓器三電容高頻模型

表1 變壓器三電容模型寄生參數(shù)測(cè)試結(jié)果

對(duì)于圖6（a）所示的變壓器六電容模型，文獻(xiàn)[3]根據(jù)替換原理提出了一種變壓器六電容模型的簡(jiǎn)化方案。最終將變壓器六電容模型簡(jiǎn)化為二電容模型，如圖6（b）所示。

圖6 變壓器六電容高頻等效模型

可以用以下表達(dá)式描述圖6（b）的模型。其中，CT表示變壓器原副邊的耦合電容，Cpb表示示波器探頭與測(cè)試點(diǎn)之間的寄生電容。CAD和CBD分別是變壓器A、D 點(diǎn)和B、D 點(diǎn)之間的寄生電容，這兩個(gè)電容值無(wú)法直接測(cè)量，需要用以下公式加以計(jì)算。采用LCR 儀進(jìn)行測(cè)量，得到CT為17.335 pF，Cpb為15.665 pF。

接著，利用函數(shù)信號(hào)發(fā)生器對(duì)原邊繞組（即圖6 的A、B 端）施加10 V/150 kHz 的激勵(lì)，分別用示波器測(cè)得VDB、VAB、VDA、VBA的波形，如圖7 所示。將所測(cè)數(shù)據(jù)代入式（2）、式（3），求得CAD=3.49 pF，CBD=14.85 pF。CAD與CBD相加，算得CT為18.34 pF，與LCR 儀測(cè)得的數(shù)據(jù)17.335 pF 誤差約為5.4%，證明該模型的準(zhǔn)確性。

圖7 二電容模型實(shí)測(cè)曲線

3 聯(lián)合仿真

3.1 仿真過程

依照?qǐng)D2 的仿真原理，具體仿真過程為：（1）將在Altium Designer 軟件畫好的PCB 工程轉(zhuǎn)化為.anf 文件，導(dǎo)入到SIwave 軟件中，保存為.siw 工程；（2）由于.anf 文件不包含原PCB 文件的電氣參數(shù)，因此需要在SIwave 中對(duì)PCB 板進(jìn)行疊層設(shè)置、焊盤設(shè)置、地網(wǎng)絡(luò)設(shè)置及RLC 參數(shù)設(shè)置；（3）在PCB 板的輸入輸出端、有源器件端口、變壓器端口等網(wǎng)絡(luò)添加激勵(lì)源端口，通過“Compute SYZ Parameters”功能計(jì)算得到所施加激勵(lì)端口的S 參數(shù)；（4）Circuit Designer 作為場(chǎng)路耦合仿真的電路仿真平臺(tái)，通過讀取模型的S 參數(shù)進(jìn)行數(shù)據(jù)交互，因此將SIwave 中計(jì)算得到的PCB 的S 參數(shù)和HFSS 仿真得到的MOSFET 的S 參數(shù)添加到Circuit Designer 仿真平臺(tái)中，在HFSS 中仿真得到的MOSFET 的S 參數(shù)僅表征其封裝形式，為了有效地減小計(jì)算量，對(duì)MOSFET 芯片內(nèi)部的電氣特性用PSpice模型進(jìn)行描述；（5）將所添加的S 參數(shù)、有源器件的PSpice模型及變壓器的高頻等效電路通過電氣連接線連接到SIwave 工程的激勵(lì)端口。在Circuit Designer 進(jìn)行瞬態(tài)仿真后，通過Push Excitations 將電路仿真的激勵(lì)源文件導(dǎo)出到siwaveresults 工程文件夾下，用于SIwave 進(jìn)行遠(yuǎn)場(chǎng)和近場(chǎng)輻射仿真分析；（6）在SIwave 和Electronics Desktop查看仿真結(jié)果并進(jìn)行數(shù)據(jù)后處理。

3.2 電磁場(chǎng)仿真波形及分析

圖8 是變壓器三電容、簡(jiǎn)化二電容模型的3 m 遠(yuǎn)場(chǎng)輻射仿真曲線（通過SIwave 的”Compute Far Field”功能仿真）。變壓器的等效高頻電路不同，對(duì)仿真結(jié)果有所影響。對(duì)于120 MHz 以內(nèi)的中低頻段，兩種變壓器模型的計(jì)算結(jié)果并無(wú)太大差異。

圖8 3 m 遠(yuǎn)場(chǎng)仿真曲線

對(duì)反激變換器的近場(chǎng)輻射也做仿真分析。通過SIwave的”Compute Near Field”功能，添加Circuit Designer 瞬態(tài)仿真生成的激勵(lì)源，仿真頻段設(shè)置為30 MHz～1 GHz。將30 MHz 頻點(diǎn)處的電場(chǎng)仿真結(jié)果呈現(xiàn)如圖9 所示，磁場(chǎng)仿真結(jié)果如圖10 所示?？梢钥闯觯米儔浩鞲哳l模型不同，近場(chǎng)輻射計(jì)算結(jié)果也有所差別。從圖9 可以判斷，電場(chǎng)輻射源均為MOSFET 及其周邊的電路結(jié)構(gòu)，而圖10磁場(chǎng)輻射源的位置有所不同。

圖9 近場(chǎng)電場(chǎng)分布仿真

圖10 近場(chǎng)磁場(chǎng)分布仿真

4 實(shí)驗(yàn)分析

圖11 是在賽寶實(shí)驗(yàn)室3 m 電波暗室的測(cè)試曲線?？梢钥闯觯瑯?biāo)的部分均在230 MHz 以內(nèi)的低頻段。因此選取230 MHz 以內(nèi)幾個(gè)輻射的極大值點(diǎn)與仿真結(jié)果進(jìn)行比較，所選取的實(shí)測(cè)頻點(diǎn)數(shù)據(jù)見表2。

表2 230 MHz 以內(nèi)的輻射極大值

圖11 3 m 遠(yuǎn)場(chǎng)實(shí)測(cè)曲線

通過對(duì)比，實(shí)測(cè)超標(biāo)的頻點(diǎn)與仿真結(jié)果一致，仿真對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)的幅值與實(shí)測(cè)幅值進(jìn)一步比較，得到幅值的誤差，如圖12 所示。可以看出，采用二電容模型的仿真結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果吻合度較大，寬頻特性優(yōu)于三電容模型，更適用于反激變換器輻射干擾的仿真預(yù)測(cè)。進(jìn)一步可以從圖9（b）和圖10（b）的近場(chǎng)電磁場(chǎng)分布看出，MOSFET 和變壓器副邊的二極管是主要的輻射源。

圖12 3 m 遠(yuǎn)場(chǎng)與實(shí)測(cè)對(duì)比

5 結(jié)論

本文將MOSFET 3 個(gè)引腳等效為3 個(gè)天線，通過建立有限元模型，仿真分析得到其d 極引腳輻射最強(qiáng)的結(jié)論；聯(lián)合Circuit Designer 電路仿真平臺(tái)和SIwave、HFSS電磁場(chǎng)仿真平臺(tái)對(duì)反激變換器的板級(jí)輻射進(jìn)行仿真分析，通過3 m 遠(yuǎn)場(chǎng)測(cè)試驗(yàn)證本文仿真方法的正確性，同時(shí)驗(yàn)證了變壓器高頻電路模型對(duì)輻射仿真有影響，其中簡(jiǎn)化的二電容更適應(yīng)于230 MHz 以內(nèi)頻段的輻射仿真；從近場(chǎng)電磁場(chǎng)分布可以看出，MOSFET 和變壓器副邊的整流二極管是主要的輻射源。為此，針對(duì)反激變換器的EMC 整改可以重點(diǎn)對(duì)MOSFET 和變壓器副邊的二極管實(shí)施有效的屏蔽或抑制瞬變電壓電流的措施。