高頻驅(qū)動電路與高效GaN HEMT 電源模塊的實現(xiàn)*

王 宇，馬 偉，胡偉波，王美玉

（南開大學(xué) 電子信息與光學(xué)工程學(xué)院，天津 300350）

0 引言

功率器件柵極驅(qū)動電路是電源模塊的重要組成部分，在電源轉(zhuǎn)換和能量獲取領(lǐng)域起著關(guān)鍵的作用。功率器件柵極驅(qū)動電路被廣泛用于汽車電子、移動快充、通信基站等領(lǐng)域。柵極驅(qū)動電路作為電源模塊的基礎(chǔ)部分，其速度和功耗將直接影響電路的整體性能[1-3]。電源模塊產(chǎn)生系統(tǒng)損耗的原因有很多：一是驅(qū)動電路死區(qū)時間設(shè)置不當(dāng)，導(dǎo)致功率器件同時承受高電流和高電壓；二是功率器件柵極充電損耗，由于傳統(tǒng)功率半導(dǎo)體器件柵極的輸入電容較大，充放電產(chǎn)生動態(tài)功耗，導(dǎo)致驅(qū)動開關(guān)的損耗提升；三是傳統(tǒng)功率半導(dǎo)體器件具有體二極管，二極管導(dǎo)通的時間越長，其傳導(dǎo)和反向恢復(fù)損耗便越高。

電源模塊高效特性的實現(xiàn)依賴于高性能功率半導(dǎo)體器件[4-5]。傳統(tǒng)的功率半導(dǎo)體器件導(dǎo)通電阻和柵極電荷均比較大，且工作頻率有限。近年來，第三代半導(dǎo)體材料得到飛速發(fā)展。其中，氮化鎵高電子遷移率器件是第三代半導(dǎo)體的主要代表。由于氮化鎵器件擁有導(dǎo)通電阻小、承受電壓高，工作頻率高等特性，被廣泛應(yīng)用于電源模塊的輸出級。

氮化鎵器件的優(yōu)良性能，對驅(qū)動電路的死區(qū)處理提出了更高的要求。系統(tǒng)工作頻率增加時，單位周期內(nèi)死區(qū)時間占比增加，不利于系統(tǒng)效率的提升。所以，死區(qū)時間控制技術(shù)是驅(qū)動電路實現(xiàn)高效率的途徑之一，也是驅(qū)動電路的關(guān)鍵技術(shù)突破點。相關(guān)專家和學(xué)者提出了各種控制死區(qū)時間的方法：固定死區(qū)電路、零電壓開關(guān)技術(shù)、自適應(yīng)死區(qū)技術(shù)[6-8]。本電路采用死區(qū)最小化處理電路和非重疊降低死區(qū)時間損耗，提升系統(tǒng)效率。

本文設(shè)計了一款高頻驅(qū)動電路與GaN HEMT 高效電源模塊，并通過測試平臺電路結(jié)構(gòu)的可行性以及頻率、效率等特性。

1 典型的開關(guān)電源電路

圖1 是典型開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)框圖[9]。高頻信號波形生成器產(chǎn)生方波信號；固定死區(qū)模塊控制驅(qū)動波形不同時為高，并產(chǎn)生固定死區(qū)時間；電平搬移模塊提升驅(qū)動波形的電平。

圖1 典型開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)框圖以及體二極管導(dǎo)通現(xiàn)象

典型開關(guān)電源電路工作流程如下：高頻信號波形生成器輸出方波信號，經(jīng)過固定死區(qū)時間模塊分為兩支信號，分別記為P1、P2；其中P1用于控制下管的通斷；P2波形進(jìn)入電平搬移模塊，將波形高電平搬移后用于上管的驅(qū)動；通過VH、VL波形的控制，輸出節(jié)點VSW信號頻率與PWM波形頻率一致，經(jīng)過濾波模塊產(chǎn)生直流電平VO信號。

傳統(tǒng)驅(qū)動方式會引起器件的意外開啟。當(dāng)下管導(dǎo)通時，VSW電位迅速被拉到零電平，柵極電壓VH也會隨之被拉到零電平。由于柵極電壓VH滯后于VSW電壓到達(dá)零電平，使得上管器件的VGS產(chǎn)生瞬間的高電平，導(dǎo)致上管意外開啟。此時可能使上管和下管同時打開，產(chǎn)生部分損耗。針對此現(xiàn)象，本電路后續(xù)版本將進(jìn)行優(yōu)化[10]。

功率器件自身的特性很大程度上決定了系統(tǒng)性能的上限。由于傳統(tǒng)功率器件具有寄生的PN 結(jié)，當(dāng)驅(qū)動波形處于死區(qū)狀態(tài)時體二極管會導(dǎo)通，出現(xiàn)反向?qū)娏?，使電路功耗增加。傳統(tǒng)功率器件自身導(dǎo)通電阻和寄生電容較大，造成的導(dǎo)通損耗和輸出電容損耗也很大。傳統(tǒng)功率器件的電子遷移率以及電壓工作范圍有限，限制了傳統(tǒng)功率器件在高頻、高壓領(lǐng)域的發(fā)展[11-12]。

2 本文的氮化鎵高頻高效電源模塊

2.1 氮化鎵高頻高效電源模塊的整體描述

圖2 所示為本文的氮化鎵高頻高效電源模塊結(jié)構(gòu)框圖。整體電路由高頻驅(qū)動電路和功率輸出級組成。死區(qū)最小化處理電路和非重疊模塊以及電平搬移模塊共同組成了高頻驅(qū)動電路。

圖2 氮化鎵高頻高效電源模塊結(jié)構(gòu)框圖

死區(qū)時間最小化處理電路和非重疊模塊是本文高頻驅(qū)動電路的核心。本模塊集成死區(qū)時間調(diào)節(jié)與非重疊模塊于一體。非重疊功能能夠嚴(yán)格控制高側(cè)功率管和低側(cè)功率管驅(qū)動信號不同時輸出高電平，這樣可以防止兩個功率器件同時開啟，能夠有效抑制大電流直通現(xiàn)象。死區(qū)時間調(diào)節(jié)功能能夠?qū)Ⅱ?qū)動波形同時為低電平的時間減小，提高整個周期內(nèi)電源系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率。

氮化鎵大功率驅(qū)動輸出級有助于驅(qū)動電路高頻性能的提升。本文驅(qū)動電路的輸出級是由兩個氮化鎵增強(qiáng)型NMOS 器件和低內(nèi)阻電感電容濾波模塊共同組成的。由于氮化鎵器件的獨有特性使得整體驅(qū)動波形的工作頻率增加。低內(nèi)阻電感電容濾波模塊在完成濾波基礎(chǔ)上能夠保證引入很小的損耗。

2.2 GaN 電源模塊的高頻驅(qū)動電路

如圖3（a）為氮化鎵高頻高效電源模塊驅(qū)動電路的死區(qū)時間最小化處理電路和非重疊模塊。該模塊由可調(diào)數(shù)字電容電阻延遲陣列模塊、電壓偏置生成電路與高速比較器處理模塊組成。利用納秒級別的快速比較器實現(xiàn)兆赫茲頻率的非重疊信號處理。

圖3 死區(qū)最小化和非重疊模塊以及電路死區(qū)時間調(diào)節(jié)

電路工作原理如下：偏置電壓生成電路產(chǎn)生兩路參考電平作為高速比較器的基準(zhǔn)信號，分別記為VREF1、VREF2。PWM 波經(jīng)過可調(diào)數(shù)字電容電阻陣列將上升沿和下降沿微調(diào)后，產(chǎn)生PIN信號連接到兩個比較器中。比較器COMP1將高頻方波作為正端輸入信號，電平VREF1為負(fù)端輸入信號，若方波信號高于參考電平時輸出為高電平；反之，為低電平。比較器COMP2將高頻方波作為負(fù)端輸入信號，電平VREF1為正端輸入信號，若方波信號低于參考電平時輸出為高電平；反之，為低電平。

電路通過調(diào)節(jié)偏置電壓模塊產(chǎn)生不同的參考電平，能夠有效控制高低兩側(cè)驅(qū)動波形的非重疊效應(yīng)和死區(qū)時間。從圖3（a）的配置2 中可以看出P1信號的上升沿和下降沿均向外拓展，P2信號的上升沿和下降沿均向內(nèi)收縮，但是P1的上升沿永遠(yuǎn)遲于P2的下降沿；P2的上升沿永遠(yuǎn)遲于P2的下降沿。由于VREF1比VREF2高且始終存在一個微小的壓差ΔV，因此P1和P2的波形也不會出現(xiàn)同時為高電平的現(xiàn)象，即電路波形是非重疊的；由于兩個參考電平的壓差很小，則輸出的P1和P2的死區(qū)時間也會減小。圖3（b）為不同死區(qū)時間配置的仿真結(jié)果，配置1 中VREF1和VREF2電壓差值為1.8 V，經(jīng)過比較器的快速響應(yīng)，其死區(qū)時間為1.2 ns；配置2 中調(diào)節(jié)電壓偏置模塊輸出的參考電平VREF1和VREF2電壓差值為0.8 V，此時通過比較器電平翻轉(zhuǎn)能夠有效將死區(qū)時間縮短，死區(qū)時間為67 ps，實現(xiàn)死區(qū)時間最小化功能。本電路是通過調(diào)節(jié)參考電平VREF1和VREF2之間的壓差ΔV，實現(xiàn)死區(qū)時間最小化的調(diào)節(jié)，達(dá)到死區(qū)時間最小化處理的目的。本模塊既可以實現(xiàn)驅(qū)動信號的非重疊，也能夠有效減小死區(qū)時間，有助于提升系統(tǒng)的工作效率。

2.3 GaN 電源模塊的功率輸出級

圖4 為本文提出的高頻高效驅(qū)動電路的功率輸出級。其中功率器件采用氮化鎵型常關(guān)型器件，濾波模塊采用低內(nèi)阻的電感和電容。圖中展示了功率器件和電感電容寄生器件的相關(guān)分布。

圖4 高頻高效驅(qū)動電路的大功率輸出級

氮化鎵器件相較于傳統(tǒng)功率器件具有諸多優(yōu)勢。氮化鎵具有更低的導(dǎo)通電阻，更小的輸入電容，產(chǎn)生更少的導(dǎo)通損耗；氮化鎵器件的高頻特性和高壓特性優(yōu)于其他類型器件，具有更廣闊的應(yīng)用范圍；氮化鎵晶體管通過不同材料形成的二維電子氣（2DEG）來導(dǎo)電，因此不存在硅基器件的體二極管反向恢復(fù)問題；氮化鎵功率器件可以實現(xiàn)較高的壓擺率，因此可以比傳統(tǒng)器件更快地進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換。表1 是MOSFET 與氮化鎵器件的性能參數(shù)對比，可以更直觀地展現(xiàn)氮化鎵材料的優(yōu)勢。

表1 MOSFET 與GaN 器件參數(shù)對比

氮化鎵器件主要分為兩種：具有隔離柵極結(jié)構(gòu)的氮化鎵器件和具有柵極注入技術(shù)的氮化鎵器件。后者的柵極結(jié)構(gòu)具有箝位行為的優(yōu)點，可以防止柵極過沖。本文采用的氮化鎵器件是增強(qiáng)型NMOS 器件，易于驅(qū)動電路的搭建。

電源模塊是高效電力的來源之一。為了進(jìn)一步提高系統(tǒng)效率，需要了解電源模塊的系統(tǒng)損耗類型。通過分析系統(tǒng)的損耗因素和損耗大小，進(jìn)行高效驅(qū)動系統(tǒng)的優(yōu)化。

圖5 為氮化鎵大功率輸出電路的開關(guān)節(jié)點和電感電流波形圖。當(dāng)波形處于A 段時，高側(cè)器件開啟，低側(cè)器件關(guān)斷，此時電流流經(jīng)高側(cè)器件的導(dǎo)通電阻，進(jìn)行濾波輸出。當(dāng)波形處于B 段時，高側(cè)器件關(guān)斷，低側(cè)器件開啟，此時電流從電感途經(jīng)低側(cè)器件流到地。當(dāng)波形處于C、D 段時，高側(cè)和低側(cè)器件均關(guān)斷，阻止電路產(chǎn)生從電源到地的大電流。其中，A、B 段產(chǎn)生系統(tǒng)導(dǎo)損耗，C、D段產(chǎn)生開關(guān)損耗，氮化鎵器件的輸入輸出電容分別產(chǎn)生柵極電荷損耗和輸出電容損耗。此外，電容電感的寄生電阻也會引起寄生電阻損耗。系統(tǒng)損耗與效率分析如表2所示。其中IOUT為輸出電流；RON_H為高側(cè)器件的導(dǎo)通電阻；RON_L為低側(cè)器件的導(dǎo)通電阻；D 是頻率波形的占空比；Vin為輸入電壓；trh為高側(cè)器件的上升沿時間；trf為高側(cè)器件的下降沿時間；fsw為系統(tǒng)開關(guān)頻率；Cossh和Cossl分別為高低兩側(cè)輸出電容；Rind和Rcap分別為電感和電容的寄生電阻；Vgs為氮化鎵器件的柵源電壓；Qgh和Qgl為高低兩側(cè)器件的柵極電荷。

圖5 開關(guān)節(jié)點輸出波形

表2 系統(tǒng)損耗與效率分析

3 電源系統(tǒng)測試

本文利用集總參數(shù)元件和具有柵極注入技術(shù)的氮化鎵器件在PCB 板極實現(xiàn)了高頻GaN 驅(qū)動電路和高效GaN 電源模塊。圖6 為系統(tǒng)的測試結(jié)果，結(jié)果符合預(yù)期。

圖6 高頻高效GaN 電源電路的關(guān)鍵波形測試結(jié)果

圖6 的系統(tǒng)測試結(jié)果表明，系統(tǒng)可實現(xiàn)10 MHz 頻率范圍以內(nèi)的開關(guān)頻率。1 MHz 時氮化鎵大功率器件輸出開關(guān)波形的上升沿和下降沿時間分別為10 ns 和5 ns;10 MHz 時氮化鎵大功率器件輸出開關(guān)波形的上升沿和下降沿時間分別為8 ns 和14 ns。

圖7 為1～10 MHz 范圍內(nèi)，系統(tǒng)總功率、輸出功率以及系統(tǒng)效率的變化曲線圖。從圖中可以看出，系統(tǒng)總功率在10 W 附近，輸出功率在9 W 附近。隨著頻率的增加，系統(tǒng)效率在緩慢下降，這是由于開關(guān)損耗和輸出電容損耗與頻率呈現(xiàn)正相關(guān)，加重了損耗在總功耗中的權(quán)重。系統(tǒng)頻率為1 MHz 時，效率高達(dá)93.7%；系統(tǒng)頻率為10 MHz 時，效率為83.5%。本系統(tǒng)可以實現(xiàn)高頻高效大功率輸出。驅(qū)動電路參數(shù)對比如表3 所示。

圖7 功率和效率隨頻率變化圖

表3 驅(qū)動電路參數(shù)對比

4 結(jié)論

本文提出了一種高頻驅(qū)動電路與高效GaN HEMT電源模塊的實現(xiàn)方法。本設(shè)計利用死區(qū)時間最小化電路和非重疊模塊以及氮化鎵器件可以實現(xiàn)高頻高效大功率輸出的技術(shù)指標(biāo)。測試結(jié)果表明該結(jié)構(gòu)可實現(xiàn)工作頻率1～10 MHz，效率達(dá)到90%左右，整體功率為10 W。本電路在電源驅(qū)動領(lǐng)域具有一定的使用價值和應(yīng)用前景。