基于雙向DC-DC變換器的新型電磁鐵停電保磁系統(tǒng)研究*

陳勇彪 丁巖 申艷聰

(湖南科美達(dá)電氣股份有限公司,湖南岳陽 414000)

起重電磁鐵的停電保磁系統(tǒng)是起重電磁鐵作業(yè)中的饋電整流設(shè)備,又是起重電磁鐵作業(yè)時(shí)的安全保證系統(tǒng),起重電磁鐵通過調(diào)整電磁鐵電源的勵(lì)磁線圈電流的強(qiáng)度,線圈的匝數(shù)來對(duì)電磁鐵磁力大小進(jìn)行控制,通過調(diào)整電流的方向來對(duì)磁極進(jìn)行調(diào)整[1]。當(dāng)電源因故中斷或者系統(tǒng)出現(xiàn)故障且起重電磁鐵剛好處于吸料狀態(tài)時(shí),能自動(dòng)切換到蓄電池電源給電磁鐵繼續(xù)供電,確保鋼材維持吸附狀態(tài)不掉下從而保證現(xiàn)場(chǎng)作業(yè)人員的生命安全[2]。起重電磁鐵停電保磁系統(tǒng)主要由停電保磁控制柜、整流單元、蓄電池組、操作開關(guān)、逆變單元等部分組成。目前的起重電磁鐵停電保磁系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)不近合理,因其采用蓄電池組充放電設(shè)備分立設(shè)計(jì),即正常工作情況下對(duì)蓄電池組進(jìn)行充電和停電情況下蓄電池組放電是彼此獨(dú)立的兩個(gè)設(shè)備,這樣會(huì)在設(shè)計(jì)上增大設(shè)備體積,導(dǎo)致其故障率升高且不易檢修;采用晶閘管這類半可控器件會(huì)導(dǎo)致整個(gè)起重電磁鐵停電保磁系統(tǒng)可靠性降低且不易控制;采用泄放電阻釋放磁能以及缺乏有效的控制策略導(dǎo)致停電保磁系統(tǒng)能耗大、效率低等。因此目前整個(gè)起重電磁鐵停電保磁系統(tǒng)相對(duì)老舊,體積大,能耗高,可靠性不高,不易控制且效率低。

本文為此針對(duì)現(xiàn)有電磁鐵停電保磁系統(tǒng)存在的問題,以雙向DC-DC變換器的電磁鐵停電保磁系統(tǒng)為基礎(chǔ),為了提升雙向DC-DC變換器的效率[3-4],提出一種基于線性控制的改進(jìn)PWM移相控制策略,使變換器在寬電壓和全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)所有開關(guān)管零電壓開關(guān),同時(shí)又使電感電流比改進(jìn)前的小,該控制策略提升了變換器效率,降低了損耗,且便于實(shí)現(xiàn)。

1 系統(tǒng)工作原理和結(jié)構(gòu)

圖1為基于雙向DC-DC變換器的電磁鐵停電保磁系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。在正常工況時(shí),系統(tǒng)由交流供電380V經(jīng)過PWM整流橋整流后驅(qū)動(dòng)和控制電磁鐵,同時(shí)經(jīng)逆變后驅(qū)動(dòng)和控制起重電機(jī),使得起重電磁鐵能夠正常上升下降和勵(lì)磁退磁。此時(shí)直流電經(jīng)過雙向DC-DC變換器(正向傳輸)給蓄電池組進(jìn)行充電,使得雙向逆變/停電保磁電源有充足的電能保障電磁鐵停電保磁系統(tǒng)在突遇停電時(shí)正常運(yùn)行。突遇故障或停電時(shí),整個(gè)系統(tǒng)不再從電網(wǎng)中獲得電能,此時(shí)由雙向逆變/停電保磁電源供電,蓄電池開始釋放電能,流經(jīng)雙向DC-DC變換器(反向傳輸)后供給電磁鐵并對(duì)電磁鐵進(jìn)行控制,同時(shí)經(jīng)逆變后驅(qū)動(dòng)和控制起重電機(jī),同樣使得起重電磁鐵能夠正常升降和勵(lì)磁退磁。

圖1 基于雙向DC-DC變換器的電磁鐵停電保磁系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Block diagram of the electromagnet power failure magnetic protection system based on the bidirectional DC-DC converter

系統(tǒng)外部交流電作為起重電磁鐵正常工況下的供電裝置,同時(shí)作為雙向DC-DC變換器中蓄電池組的充電電源。系統(tǒng)正常工況時(shí)從交流380V到直流650V的整流工作,交流380V經(jīng)整流之后直接給起重電磁鐵供電,后經(jīng)逆變給起重電機(jī)供電,同時(shí)經(jīng)DC-DC變換器給蓄電池組充電[5]。

2 改進(jìn)的PWM移相控制策略

2.1 雙有源橋式雙向DC-DC變換器

雙有源橋式雙向DC-DC變換器的優(yōu)點(diǎn)是功率密度高、可以實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)、雙向傳輸功率、效率高、結(jié)構(gòu)對(duì)稱且控制簡單,同時(shí)其控制相對(duì)方便簡單,故在大功率的電磁鐵停電保磁系統(tǒng)中被選用[6]。雙有源全橋雙向DC-DC變換器如圖2所示。

圖2 雙有源橋式雙向DC-DC變換器Fig.2 Dual active bridge bidirectional DC-DC converter

根據(jù)圖2對(duì)原副邊開關(guān)網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行控制,能夠依次獲得交流方波電壓vAB以及vCD,它們?cè)谥芷趦?nèi)的最大值各是V1以及V2。這一變換器能夠表達(dá)成如圖3的簡化電路圖。

圖3 雙有源全橋雙向DC-DC變換器簡化電路Fig.3 Simplified circuit of dual active full-bridge bidirectional DCDC converter

圖3中v'CD是vCD推導(dǎo)至原邊的電壓,電壓源通過能量傳輸電感L連接。設(shè)vAB和v'CD的占空比分別是Dy1和Dy2,兩者基波分量間的移相角對(duì)于π的占空比是Dφ,變壓器原副邊的匝比為K,這3個(gè)占空比為雙有源全橋雙向DCDC變換器的3個(gè)可以控制的量?？紤]到移相控制僅在n =1時(shí)能實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān),而n不為1時(shí)輕載不能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)且環(huán)流損耗較大;雙PWM移相控制的復(fù)雜性并不適合于普遍廣泛的工業(yè)應(yīng)用[7-9]。最終控制策略采用PWM移相控制,并且為了實(shí)現(xiàn)在理論上達(dá)到寬電壓和全負(fù)載范圍中完成全部開關(guān)管的零電壓開關(guān)并降低電感電流有效值,從而實(shí)現(xiàn)雙向DC-DC變換器整體效率的提升[10],本文為此提出一種基于線性控制的改進(jìn)PWM移相控制算法。

2.2 雙向DC-DC變換器工作特性

雙向DC-DC變換器在正常工況下是正向傳輸;而突遇停電時(shí)是反向傳輸,此時(shí)停電保磁系統(tǒng)開始發(fā)揮作用,保障電磁鐵的正常工作。雙有源全橋DC-DC變換器正向和反向傳輸?shù)那闆r下工作特征類似,電壓比可以認(rèn)為是n=KV2/V1,因此在n≤1以及n>1的情況下,其調(diào)整的占空比依次是Dy1和Dy2。以n≤1情況下變換器正向傳輸功率分析研究為例,認(rèn)為Dφ是vAB與vCD間移相角對(duì)應(yīng)的占空比,這種情況下變換器控制量為Dφ與Dy1。變換器的電路圖如圖4所示,而通過PWM移相控制這一變換器的工作狀況如圖5所示。

圖4 雙有源全橋雙向DC-DC變換器電路圖Fig.4 Dual active full bridge bidirectional DC-DC converter circuit diagram

圖5 PWM移相控制時(shí)DC-DC變換器工作波形Fig.5 DC-DC Inverter working waveform under PWM phase shift control

改進(jìn)的PWM移相控制策略主要用來提升PWM加移相控制時(shí)DC-DC變換器的效率,在滿足零電壓開關(guān)的條件下,基于調(diào)節(jié)控制變量(D1、D2、Dφ)降低電感電流有效值,減小損耗,提高變換器效率[11]。

2.3 基于線性控制的改進(jìn)PWM移相控制

根據(jù)圖6能夠發(fā)現(xiàn),同時(shí)控制Dy1與Dφ可以全負(fù)載區(qū)間里完成全部開關(guān)管的ZVS。因?yàn)镈y1與Dφ相關(guān)且在同一范圍中,所以能夠在達(dá)到軟開關(guān)要求下對(duì)占空比進(jìn)行控制以降低電感電流有效值[12]。

圖6 PWM移相控制時(shí)所有開關(guān)管零電壓開關(guān)功率范圍Fig.6 Zero voltage switching power range of all switching tubes under PWM phase shift control

由式(1)可以發(fā)現(xiàn),電感電流有效值最低的情況下,此時(shí)Dy1與Dφ的函數(shù)為非線性的,實(shí)際操控相對(duì)繁瑣,不易實(shí)現(xiàn),需要作一定改進(jìn)。

為使控制方法得到簡化,故提出在曲線起止點(diǎn)間基于Dφ線性控制占空比Dy1,這種情況下Dy1的表達(dá)式如式(2)所示:

圖7為線性控制時(shí)Dy1與Dφ的關(guān)系曲線,能夠發(fā)現(xiàn)在這一控制下亦可以完成全部開關(guān)管的ZVS。圖7中標(biāo)示了在區(qū)域①中,電感電流有效值最低與線性控制的時(shí)候Dy1與電感電流有效值之間的關(guān)系,從圖中能夠發(fā)現(xiàn)有效值隨功率的提升愈發(fā)相近。由此可以發(fā)現(xiàn),n取任一值的情況下,上述2種有效值均很相近,所以區(qū)域①中用線性擬合是合理的。

圖7 電感電流有效值最小與線性控制的情況下Dy1與Dφ的關(guān)系(Dα的范圍為[0, 1-Dy1)/2]Fig.7 The minimum effective value of the inductor current and the relationship between Dy1 and Dφ in the case of linear control (the range of Dα is [0, 1-Dy1)/2]

同理,在圖8中的區(qū)域②中給出電感電流有效值最低的情況下所對(duì)應(yīng)的Dy1與Dφ的變化曲線,圖中陰影處是圖8中全部開關(guān)管完成ZVS的Dy1的區(qū)間,可以發(fā)現(xiàn)電感電流有效值最低的情況下,此時(shí)的Dy1在這一軟開關(guān)范圍中。這種情況下Dy1對(duì)于Dφ為一分段函數(shù),由于表現(xiàn)為非線性,控制策略較為困難。

為便于控制,并確?？梢詫?shí)現(xiàn)傳輸變換器的最高功率,故提出在上述曲線起止點(diǎn)間基于Dφ線性控制占空比Dy1,這種情況下Dy1的表達(dá)式如式(3)所示:

參考式(3)在圖8的區(qū)域②中給出線性控制的情況下Dy1隨Dφ改變的曲線,發(fā)現(xiàn)也可以完成全部開關(guān)管的ZVS。由圖8能夠發(fā)現(xiàn)電感電流有效值最低以及線性控制的情況下,它們的有效值非常相近。由此得出在n為任一取值時(shí),兩者有效值十分相近,所以在區(qū)域②中通過線性擬合是合理的。

圖8 電感電流有效值最小與線性控制時(shí)Dy1與Dφ的關(guān)系(-Dy1/2≤Dα<0)Fig.8 The relationship between the minimum effective value of the inductor current and Dy1 and Dφ in linear control(-Dy1/2≤Dα<0)

為便于實(shí)現(xiàn),故提出在區(qū)域①與②中參考Dφ分段線性控制Dy1,圖9所示為Dy1隨Dφ的變化曲線(0≤Dφ<0.5時(shí))。

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圖9 Dφ處于[0,0.5]區(qū)間內(nèi)時(shí)Dy1與Dφ的關(guān)系Fig.9 The relationship between Dy1 and Dφ when Dφ is in the interval [0,0.5]

由此能夠計(jì)算得出基于線性控制的改進(jìn)PWM移相控制的功率正向傳輸時(shí)原邊的輸入功率標(biāo)幺值是:

基于式(4)和式(5),圖10(a)在n =0.95的情況下給出了在這一控制中Po*隨Dφ改變的曲線,如圖10(a)所示,陰影處是全部開關(guān)管完成ZVS的功率區(qū)間,從圖10(a)中可以發(fā)現(xiàn),改進(jìn)PWM移相控制在全負(fù)載區(qū)間中完成ZVS。圖10(b)給出了各種n取值情況下Po*和Dφ的變化曲線,圖10(b)中存在0≤Dα≤(1-Dy1)/2和-Dy1/2≤Dα<0兩種情況的功率分界線。由圖10(b)可知,|Dφ|與傳輸功率呈單調(diào)關(guān)系;在|Dφ|=0.5的情況下,變換器傳輸?shù)墓β首罡?高效發(fā)揮了其功率傳輸能力。

圖10 改進(jìn)的PWM移相控制正向傳輸時(shí)Po＊與Dφ的關(guān)系Fig.10 The relationship between Po＊ and Dφduring forward transmission of improved PWM phase shift control

如圖11所示,在n=0.95的情況下給出了未改進(jìn)和改進(jìn)PWM移相控制情況下I*Lrms與Po*的關(guān)系曲線。

由圖11可知,改進(jìn)后的PWM移相控制的電感電流有效值低于未改進(jìn)的,故損耗也相應(yīng)的更小。由此可知,改進(jìn)后的P W M移相控制方式在理論上能達(dá)到全部開關(guān)管在寬電壓和全負(fù)載范圍內(nèi)零電壓開關(guān),并和未改進(jìn)之前比較,能減小電感電流有效值,實(shí)現(xiàn)雙向DC-DC變換器整體效率的提升[13]。

圖11 未改進(jìn)和改進(jìn)的PWM移相控制時(shí)I＊Lrms與Po＊的關(guān)系Fig.11 The relationship between I＊Lrms and Po＊ in unimproved and improved PWM phase shift control

3 仿真實(shí)驗(yàn)

為了進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,本文分別設(shè)計(jì)了未改進(jìn)的PWM移相控制的雙向DC-DC變換器和改進(jìn)的PWM移相控制的雙向DC-DC變換器。兩者電路圖如圖12(a)和(b)所示,其中改進(jìn)部分標(biāo)為“改進(jìn)控制模塊”。電路采用閉環(huán)控制,其中電壓環(huán)和電流環(huán)PI參數(shù)分別如圖13(a)和(b)所示。

圖12 PWM移相控制的雙向DC-DC變換器Fig.12 Bidirectional DC-DC converter controlled by PWM phase shift

圖13 電壓環(huán)與電流環(huán)的PI參數(shù)Fig.13 PI parameters of voltage loop and current loop

在改進(jìn)的PWM移相控制策略中,區(qū)域①和區(qū)域②電感電流有效值最小和線性控制時(shí)Dy1對(duì)應(yīng)的電感電流有效值非常接近,因此在兩個(gè)區(qū)域內(nèi)對(duì)Dy1隨Dφ的變化曲線用線性控制來擬合,并且據(jù)此計(jì)算所有開關(guān)管全范圍零電壓開關(guān)的Dy1和Dφ表達(dá)式。改進(jìn)的PWM控制模塊內(nèi)部如圖14所示,該模塊輸出改進(jìn)后的控制脈沖對(duì)原副邊開關(guān)管實(shí)現(xiàn)PWM移相控制。

圖14 改進(jìn)的PWM控制模塊內(nèi)部圖Fig.14 Internal diagram of improved PWM control module

圖15 雙向DC-DC變換器副邊電感電流Fig.15 Bidirectional DC-DC converter secondary inductor current

在本次實(shí)驗(yàn)中,雙向DC-DC變換器原副邊電壓分別為650V和210V恒定,變壓器變比K為3,故原副邊電壓比n=KV2/V1為0.95。由圖15可以看出,在電壓比n恒為0.95時(shí),隨著輸出功率的增加,兩種控制方式下的電感電流均增大,但改進(jìn)的PWM移相控制的電感電流均比未改進(jìn)的小。由此可得出改進(jìn)的PWM移相控制策略相比改進(jìn)前降低了損耗。

如圖16所示分別為改進(jìn)的PWM移相控制策略在n=0.95輕載、半載和重載輸出時(shí)Q1、Q4、Q5和Q8的電壓電流的波形。可以看出在輕載時(shí),所有開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān);但是半載時(shí),除了原邊超前橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS之外,其他開關(guān)管未能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS,由于Dφ越接近于(1-n)/2(Dα越接近于0)時(shí),開關(guān)處電感電流iL接近于零,實(shí)際不能實(shí)現(xiàn)ZVS;而重載時(shí),當(dāng)Dφ>(1-n)/2(Dα>0)時(shí),Dφ愈大則愈容易實(shí)現(xiàn)ZVS,故此時(shí)所有開關(guān)管均能實(shí)現(xiàn)ZVS[14]。

從圖1 5和圖1 6可以看出,在輕載和重載時(shí),改進(jìn)的P WM移相控制策略能夠減小電感電流有效值并實(shí)現(xiàn)所有開關(guān)管的零電壓開關(guān),使得變換器損耗減小、效率提升;而隨著輕載時(shí)負(fù)載增加,Dφ愈靠近(1-n)/2(Dα愈趨近于0)的時(shí)候,ZVS愈難以完成,故在此Dφ相對(duì)應(yīng)的功率點(diǎn)的周圍效率將會(huì)變低,但此時(shí)改進(jìn)的PWM移相控制電感電流更小,故半載時(shí)效率仍然得到了提升;且由于采用線性控制,更便于實(shí)現(xiàn)。

4 結(jié)語

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,本文所提出的基于雙向逆變電源的停電保磁系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)停電保磁的功能,對(duì)于雙向DC-DC變換器所提出的改進(jìn)的PWM移相控制策略,相對(duì)于改進(jìn)前,變換器的損耗更小,整體效率得到了提高。使用雙向逆變電源取代現(xiàn)有電磁鐵停電保磁系統(tǒng)中分立設(shè)計(jì)的蓄電池組充放電設(shè)備減小了設(shè)備體積,提升了可靠性。系統(tǒng)總體解決了現(xiàn)有停電保磁系統(tǒng)存在的體積較大、可靠性不高、能耗較大、效率較低的缺陷。