應(yīng)用于近場測量的超寬帶有源磁場探頭設(shè)計

陳志堅 王雨晨 黃鵬程 邵偉恒 葉長青 方文嘯 黃云

(1.華南理工大學(xué) 電子與信息學(xué)院，廣東 廣州 510640；2.工業(yè)和信息化部電子第五研究所 電子元器件可靠性物理及其應(yīng)用技術(shù)重點實驗室，廣東 廣州 510610)

電子設(shè)備產(chǎn)生的電磁干擾(EMI)問題已經(jīng)被世界衛(wèi)生組織確認(rèn)成為繼水質(zhì)污染、大氣污染和噪聲污染之后的第四大污染。隨著電子設(shè)備的泛用化，各種類型芯片的引腳、高頻信號線等都有可能成為干擾源而影響其他或者自身設(shè)備的正常工作。EMI是提高電路通信速率的主要障礙之一[1]。隨著5G時代的到來，高頻段在相同時間內(nèi)傳輸?shù)男畔⒏啵ㄐ畔到y(tǒng)整體頻段呈現(xiàn)上升趨勢，對電磁兼容提出了更高的要求。電子設(shè)備和系統(tǒng)朝著高速、高頻以及復(fù)雜性上升的方向發(fā)展，提升了對高頻和高空間分辨率磁場探頭的需求[2- 3]。

磁場探頭是實現(xiàn)對電子設(shè)備近場測量的關(guān)鍵組成部分之一，于1999年被應(yīng)用于近場掃描系統(tǒng)，實現(xiàn)了對被測物體的電磁輻射干擾診斷[4]。通過優(yōu)化探頭結(jié)構(gòu)和阻抗匹配設(shè)計得到的高空間分辨率磁場探頭可以滿足對于復(fù)雜芯片級電路近場探測的需求[5]，但隨之而來的是傳輸增益S21的下降[6]。有效緩解探測效率下降的方法之一是采用外置有源電路對S21的下降進行補償，最典型的例子是采用有源放大器[7- 11]。但在電路設(shè)計中，超寬帶、極高增益的有源放大器難以實現(xiàn)，因此這類有源探頭的探測頻率主要集中在低頻段[12- 18]，難以滿足高頻段探測的需求。本研究針對高分辨率的磁場探頭傳輸增益S21下降的問題，采用超寬帶、高增益的有源放大器芯片與高分辨率的探頭組合的方法，為高頻段電磁場探測提供了很好的解決方案。

超寬帶應(yīng)用場景的有源探頭尚且處于起步階段，針對這一問題，本研究從采用更高帶寬的有源放大器保證傳輸增益、更小的探測結(jié)構(gòu)保證空間分辨率、更對稱的探頭結(jié)構(gòu)保證差分電場抑制能力三個維度，對傳統(tǒng)探頭進行了改進；然后通過一系列針對性的近場測量對探頭設(shè)計的正確性進行驗證；最后通過對測量結(jié)果的分析，對超寬帶有源磁場探頭和無源探頭進行了對比研究。

1 有源磁場探頭的設(shè)計

1.1 探頭整體設(shè)計

有源磁場探頭實物圖如圖1所示，其原理框圖如圖2所示。探頭整體大小為60 mm×35 mm，其中探頭部分及傳輸結(jié)構(gòu)大小為18.6 mm×4.6 mm。

圖1 有源超寬帶磁場探頭PCB板實物圖

圖2 有源超寬帶磁場探頭原理框圖

有源磁場探頭可以分為探頭、傳輸結(jié)構(gòu)和有源放大電路模塊3部分。探頭部分使用的是傳統(tǒng)的屏蔽環(huán)路探測結(jié)構(gòu)[19]，由兩層屏蔽接地板與一層內(nèi)導(dǎo)體組成，內(nèi)導(dǎo)體為環(huán)狀結(jié)構(gòu)，從而感應(yīng)外界磁場。傳輸部分利用背面金屬支撐共面波導(dǎo)(CB-CPW)的同軸通孔陣列和通孔柵實現(xiàn)阻抗匹配，整個傳輸結(jié)構(gòu)(包括帶狀線結(jié)構(gòu)、CB-CPW線和同軸通孔)的特性阻抗設(shè)計為50 Ω。

有源放大電路模塊由電源管理芯片與DC-15 GHz放大器芯片組成，目的是提高超寬帶類型探頭的傳輸增益。在放大器芯片的輸入端采用交流耦合，其輸出端同時也是它的偏置電壓端口，需要添加偏置器(Bias-Tee)，Bias-Tee由隔直電容與高頻電感組成，其中電容隔離直流、防止偏置電壓影響后續(xù)測量工作，而高頻電感對放大器輸出信號的交流部分進行隔離，防止其影響電源管理芯片。

探頭整體PCB板采用4層結(jié)構(gòu)，如圖3所示。中間層1和底層為屏蔽接地層，用于屏蔽外界干擾，避免信號間的交叉干擾；頂層為有源放大模塊與輸出端傳輸結(jié)構(gòu)的布線層，在高頻信號線的兩端，以0.508 mm的間距設(shè)置接地孔，以減少信號在傳輸過程中的損耗，并對放大器以及傳輸部分整體進行鋪銅屏蔽；中間層2繪制了探頭部分的環(huán)路結(jié)構(gòu)，層內(nèi)導(dǎo)體與兩個屏蔽接地層形成了帶狀線結(jié)構(gòu)。探頭環(huán)路通孔通過同軸通孔陣列與頂層的放大器輸入端相連接，同軸通孔技術(shù)確保了信號過孔處阻抗匹配的連續(xù)性；有源部分的輸出信號線與CB-CPW相連，再連接到小A型(SMA)端口；在輸入端，通過控制帶狀線的長度，實現(xiàn)了放大器芯片輸入端口的50 Ω匹配；在輸出端，基于CB-CPW的同軸通孔過孔陣列和通孔柵實現(xiàn)阻抗匹配。

圖3 有源探頭每層的2D視圖

有源探頭的工作原理是：由磁場探頭感應(yīng)被測物體的磁場信號，并將其轉(zhuǎn)化為電信號；傳輸部分對電信號進行傳輸，輸入放大器芯片；放大器芯片對電信號進行放大(因放大器芯片需要穩(wěn)定的電壓電流為其供電，才能對電信號進行放大，因此采用一個電源管理芯片為其供電)。經(jīng)過放大器后，被放大的電信號通過Bias-Tee與SMA接口傳輸至網(wǎng)絡(luò)分析儀(VNA)來檢測信號。

1.2 有源放大模塊設(shè)計

有源芯片的主要功能是為探頭輸出的電信號提供增益。有源部分的加入，在增大超寬帶類型探頭傳輸增益的同時，也會帶來噪聲干擾等問題。因此放大器芯片在選型方面十分謹(jǐn)慎，本研究選取的是亞德諾半導(dǎo)體技術(shù)(ADI)有限公司生產(chǎn)的HMC659LC5芯片，可以在-40 ℃到85 ℃的環(huán)境下正常工作，達(dá)到軍用、航天級別標(biāo)準(zhǔn)。

HMC659LC5是一個基于GaAs-MMIC-pHEM工藝的分布式放大器芯片，工作頻段在DC-15 GHz之間。放大器在工作頻段內(nèi)提供18 dB增益，1 dB壓縮輸出功率為0.56 W，整體噪聲系數(shù)約4 dB。放大器的工作電壓為8 V，工作電流為350 mA左右。

放大器HMC659LC5芯片為分布式結(jié)構(gòu)，采用了多個基本單元并聯(lián)，如圖4所示，圖4中基本單元為共源極結(jié)構(gòu)。選用分布式放大器是實現(xiàn)寬帶放大器的常用方案，結(jié)構(gòu)本身具有寬帶特性，技術(shù)手段成熟[20- 22]。由于MOS管本身具有寄生電容，這抑制了傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)放大器的帶寬增益積，主要體現(xiàn)在隨著工作頻率的升高，放大器的增益隨之衰減。分布式放大器的基本原理是通過采用傳輸線結(jié)構(gòu)，將基本單元內(nèi)的MOS管寄生電容與微帶線上的電感組成傳輸網(wǎng)絡(luò)，進而實現(xiàn)高帶寬、低增益衰減的特性[23]。通過這一電路結(jié)構(gòu)，HMC659LC5實現(xiàn)了DC-15 GHz的寬帶放大。

圖4 分布式放大器結(jié)構(gòu)

圖5展示了HMC659LC5芯片的基本單元結(jié)構(gòu)，其中場效應(yīng)管M1將輸入的RFin電壓轉(zhuǎn)變成為與之相關(guān)的電流信號，轉(zhuǎn)化后的電流信號作為共柵場效應(yīng)管M2的輸入信號。在基本單元的小信號等效模型中，不難發(fā)現(xiàn)可以將其等效為帶有源極負(fù)反饋的共源級放大器結(jié)構(gòu)，并依此得出共源共柵結(jié)構(gòu)的輸出阻抗如下[24]：

圖5 分布式放大器的基本單元及其小信號模型

R0=Rds,2+(1+gm,2Rds,2)Rds,1

(1)

式中，R0是共源共柵結(jié)構(gòu)的輸出阻抗，Rds,2是場效應(yīng)管M2的源漏級等效電阻，Rds,1是場效應(yīng)管M1的源漏級等效電阻，gm,2是場效應(yīng)管M2的跨導(dǎo)。

由(1)式可見，輸出阻抗相對于普通的共源極基本單元擴大了約gm,2Rds,2倍。輸出阻抗的增大，一方面可以明顯提升低頻段的增益，另一方面具有恒流作用。在輸出阻抗倍增的基礎(chǔ)上，由共源結(jié)構(gòu)特性可以推斷共源共柵結(jié)構(gòu)的低頻增益也倍增:

Av≈-gm,1gm,2Rds,2Rds,1

(2)

式中，Av是共源共柵結(jié)構(gòu)的低頻增益，gm,1是場效應(yīng)管M1的跨導(dǎo)。

經(jīng)過分析，相較于使用單個共源級作為基本單元的情況，基本單元采用共柵共源結(jié)構(gòu)可以顯著提高單個單元輸出阻抗和增益；這是因為，一方面共柵部分的電路抑制了共源結(jié)構(gòu)的柵漏寄生電容，另一方面共源共柵結(jié)構(gòu)減小密勒效應(yīng)所帶來的影響。

1.3 有源電源模塊設(shè)計

探頭采用ADI有限公司的HMC920LP5E芯片來作為探頭的電源管理芯片，其輸出電壓為12 V，并可產(chǎn)生8 V漏極電壓為放大器提供偏置，滿足放大器350 mA的供電需求，有源探頭的有源放大模塊示意圖如圖6所示。本研究通過改變HMC920LP5E各端口的電阻阻值以及連接方式，來為放大器芯片提供了完整的偏置電壓解決方案。

圖6 有源探頭的有源放大模塊示意圖

在給放大器漏極供電方面，通過調(diào)節(jié)電源管理芯片外接電阻，可改變其LDOCC端口輸出電壓大小，進而實現(xiàn)輸出8 V的漏極電壓。通過外接合適的偏置電阻對漏極電壓進行分壓，可以產(chǎn)生Vgg2端口所需要的3 V電壓。

而放大器的Vgg1端口所需要的負(fù)電壓可以直接由電源管理芯片的Vgate端口提供，為-1.8 V。

2 無源磁場探頭的設(shè)計

為了與有源探頭作性能上的對比，本研究設(shè)計了與有源芯片同規(guī)格尺寸的無源探頭，如圖7所示。

圖7 無源探頭的2D視圖

在本次設(shè)計的無源探頭中，內(nèi)部導(dǎo)體環(huán)狀結(jié)構(gòu)面積為0.6 mm×0.2 mm，為了滿足較高的空間分辨率，本次設(shè)計采用了較小面積，從而滿足更豐富的應(yīng)用場景。

根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律，如果將磁場探頭放置于被測物體上方，那么探頭上產(chǎn)生的電壓與環(huán)路的匝數(shù)、探頭環(huán)路在單位時間內(nèi)的電磁場量變化量有著密不可分的關(guān)系：

(3)

式中，V是探頭感應(yīng)產(chǎn)生的電動勢，dφ是磁通量變化量，dt是發(fā)生變化所用時間。

由式(3)可得，如果直接加大環(huán)路面積(增加通過的磁通量)或者增加環(huán)路的匝數(shù)，可提高探頭上感應(yīng)的電壓，增加傳輸增益、減少信號的損耗。但在高頻應(yīng)用場景下該方法并不適用，因為在高頻應(yīng)用場景下該方法會導(dǎo)致探頭的寄生電感與寄生電容增加，進而導(dǎo)致探頭的工作頻率下降。一般來說，在測量低頻信號時，通常采用較多匝數(shù)以達(dá)到較高的傳輸增益；而在測量高頻信號時，通常使用少匝數(shù)、犧牲傳輸增益來達(dá)到更寬的測量范圍。為了實現(xiàn)較寬的頻率測量范圍，文中探頭采用了單環(huán)設(shè)計，并且盡量使用短的環(huán)走線，減小其與接地板之間的重疊面積，盡可能減小寄生電容與寄生電感。在探頭的傳輸部分，在CB-CPW線的兩端打上了聯(lián)通中間層1與底層接地板的通孔，避免屏蔽結(jié)構(gòu)帶來的諧振。在此基礎(chǔ)上，增加了接地過孔的數(shù)量，從而增加探頭傳輸部分頻率響應(yīng)的平滑度[25]。其中帶狀線結(jié)構(gòu)、一條CB-CPW線和一個SMA轉(zhuǎn)接頭組成的傳輸結(jié)構(gòu)特質(zhì)阻抗設(shè)計均為50 Ω，從而實現(xiàn)阻抗匹配。探頭的介電基板由低損耗的Rogers(RO4350B)制成，在10 GHz下，其介電常數(shù)為3.48，損耗因子為0.003 7。

基于文獻(xiàn)[17]，將式(3)進行進一步計算化簡，可以得到磁場探頭感應(yīng)電壓為

Vm=-jωμHScosθ

(4)

式中，Vm是磁場探頭感應(yīng)電壓，H是探頭所在的磁場強度，ω為電磁場的頻率，S為磁場探頭內(nèi)導(dǎo)體環(huán)狀結(jié)構(gòu)的面積，μ為介質(zhì)的有效磁導(dǎo)率，θ是磁場探頭與微帶線之間的夾角。

不難看出，在測試磁場的過程中需要保證θ為0°(如圖8(a))，以確保得到的Vm為最大值點。在多數(shù)不能保證θ為0°的情況下，磁場探頭感應(yīng)電壓Vm不僅與磁場有關(guān)，也與電場耦合Ie有關(guān)，Ie通常與jωCeUd成正比，其中Ce為電場耦合常數(shù)，Ud為射頻電場強度。在θ為90°(如圖8(b))時，磁場探頭的感應(yīng)量僅由射頻電場產(chǎn)生，其值為

圖8 探頭在測量不同環(huán)境時的工作原理示意圖

Vm=Ie=-jωCeUd

(5)

在這樣的情況下，探頭的輸出電壓完全由電場耦合強度Ie決定[18]。

由以上分析可得，當(dāng)測試磁場時，在探頭位于微帶線正上方基礎(chǔ)上，保持磁場探頭與微帶線之間的夾角為0°即可；而在測試電場時，將探頭放置于微帶線上方，需要保持磁場探頭與微帶線之間的夾角為90°。這一結(jié)論為后續(xù)測試工作提供了理論基礎(chǔ)。

3 仿真與測試

3.1 探頭的仿真

為了實現(xiàn)探頭的電磁場仿真，采用HFSS搭建了探頭模型，如圖9所示。將無源探頭的電磁仿真結(jié)果S3P文件與放大器芯片的S2P模型文件導(dǎo)入ADS內(nèi)進行聯(lián)合仿真，得到頻率響應(yīng)仿真結(jié)果如圖10所示。

圖9 無源探頭的HFSS模型與有源探頭電路圖

由圖10可見，有源探頭仿真的S21結(jié)果比無源探頭整體高出了16.9～19.3 dB，二者波形一致，說明放大器的帶內(nèi)增益平坦度良好。在3～15 GHz，無源探頭的傳輸增益在-40 dB到-30 dB內(nèi)波動，有源頭則在-20 dB到-13.7 dB內(nèi)波動。不同頻率下微帶線和探頭之間的反射不同是引起S21波動的主要原因[21]。

圖10 有源探頭和無源探頭仿真的S21結(jié)果

3.2 探頭的測量

從探頭的頻率響應(yīng)、空間分辨率、校準(zhǔn)系數(shù)以及差分電場抑制4個方面對有源探頭測試結(jié)果與無源探頭進行對比。

3.2.1 頻率響應(yīng)

對于單個無源探頭來說，隨著工作頻率的變化，其S21帶內(nèi)波動較小。但是對于有源探頭而言，由于有源芯片部分提供的增益會隨著頻率有較大幅度改變，致使有源探頭的S21隨著頻率變化較大，也導(dǎo)致了很難實現(xiàn)超寬帶的有源探頭。

頻率響應(yīng)的測量系統(tǒng)如圖11所示。微帶線的一端與50 Ω的負(fù)載相匹配，另一端接到VNA的1端口進行分析，網(wǎng)絡(luò)分析儀的2端口與探頭的輸出端相連，將1端口設(shè)置為發(fā)射端、2端口設(shè)置為接收端，即可測試出頻率響應(yīng)S21的參數(shù)。探頭放置在微帶線中心上方500 μm處，探頭與微帶線的夾角θ為0°，使用12 V的直流電壓為其供電。探頭的輸出端通過SMA頭連接到VNA。微帶線的走線寬度W=1.55 mm，微帶線的介質(zhì)為RO4350B，厚度h=0.762 mm。將測量頻帶設(shè)置為DC至15 GHz，掃頻點數(shù)為1 500，也就是以10 MHz為步進。

圖11 有源探頭特性的測量系統(tǒng)

圖12為有源探頭與無源探頭的測試結(jié)果對比。從測試結(jié)果可以得到，通過加入有源芯片，探頭的傳輸增益在1～15 GHz頻段上升了約15 dB，而且在高頻段沒有表現(xiàn)出衰減現(xiàn)象。與仿真結(jié)果對比，有源探頭帶來的傳輸增益上升略小，S21曲線略低于仿真數(shù)據(jù)3 dB，這是由于探頭本身在測試時，對微帶線附近的場分布會有影響。放大器芯片的增益在模型和芯片之間也會有一定的偏差。測試與仿真的S21曲線變化趨勢是一致的，誤差在可接受范圍內(nèi)。

圖12 有源探頭和無源探頭測試的頻率響應(yīng)

3.2.2 空間分辨率

空間分辨率是磁場探頭的重要技術(shù)指標(biāo)之一，它決定了探測器對干擾源的定位能力。隨著探頭的移動，輸出信號從峰值點逐漸下降，當(dāng)下降6 dB時探頭移動的空間距離被定義為探頭的空間分辨率[26]。

空間分辨率的測量設(shè)置與圖11相同。將微帶線的中心定義為坐標(biāo)原點X=Y=0。通過機械臂，讓探頭沿y方向以50 μm的間隔從-4 500 μm處移動到4 500 μm處，保證探頭一直位于微帶線中心上方500 μm處，記錄不同頻率下的探頭響應(yīng)并繪圖。無源探頭的空間分辨率測試結(jié)果與有源探頭的空間分辨率測試結(jié)果如圖13、圖14所示。

圖13 無源探頭的空間分辨率

圖14 有源探頭的空間分辨率

由圖14可見，有源探頭在各個頻段的空間分辨率均勻分布在850～1 000 μm之間，整體呈現(xiàn)頻段越高、分辨率越高的變化趨勢。對有源探頭在各個頻段的空間分辨率取平均數(shù)，整體分辨率為900 μm，說明探頭對復(fù)雜電磁輻射中的干擾具有很高的分辨率。并且，有源部分的加入沒有對無源探頭部分帶來很大影響，在提高了探頭整體S21性能的同時，并沒有讓系統(tǒng)整體的空間分辨率下降。900 μm的空間分辨率可以讓探頭勝任大部分場景的近場測量應(yīng)用，實現(xiàn)對干擾源所在位置的高精度測量。

3.2.3 校準(zhǔn)系數(shù)

在校準(zhǔn)系數(shù)的測量過程中，為了保證信號有效地傳輸，微帶線的特性阻抗設(shè)計為50 Ω。微帶線表面與探頭底邊之間的距離保持在792 μm，而微帶線表面到環(huán)孔中心的高度為800 μm。

校準(zhǔn)系數(shù)的定義[18，27]為

(6)

式中，H為探頭本身感受到的磁場強度,V2為探頭上的電磁感應(yīng)電壓幅值。

通常，CF值越小，探頭將磁場轉(zhuǎn)換為電信號的能力越強。

在測試過程中，確定微帶線的負(fù)載為50 Ω，探頭與微帶線之間夾角為0°的條件下：

(7)

式中，V1為微帶線上的電壓幅值,d為微帶線表面到探頭環(huán)孔中心的距離，h為微帶線的厚度。

在兩個端口都保證50 Ω匹配負(fù)載的情況下，將探頭的頻率響應(yīng)V2與微帶線上的電壓值V1相比，得到S21：

(8)

將式(7)和式(8)帶入到式(6)，得：

(9)

在式(9)中，帶入數(shù)據(jù)，得到CF公式如下：

CF=8.309 58-|S21|

(10)

在h=792 μm、d=800 μm的情況下，無源探頭及有源探頭的頻率響應(yīng)和校準(zhǔn)系數(shù)如圖15所示。由于環(huán)形孔徑大小相等、圈數(shù)相同，有源和無源磁場探頭的頻率響應(yīng)的波動軌跡相差不大，在較高頻段略有不同，這是探頭的制造差異造成的。有源部分的加入，對探頭輸出的電磁感應(yīng)電壓進行了放大，V2值相較無源探頭會更大，因此有源探頭的校準(zhǔn)系數(shù)相較無源探頭會小15.6 dB·(A/m)/V。

圖15 有源和無源探頭的校準(zhǔn)系數(shù)及其頻率響應(yīng)

3.2.4 差分電場抑制能力

在近場測量中，電場耦合是導(dǎo)致測量結(jié)果出現(xiàn)誤差的重要原因之一?；谇拔牡姆治隹傻?，當(dāng)磁場探頭與微帶線夾角為0°時，測量的是微帶線所帶來的磁場感應(yīng)；磁場探頭與微帶線夾角為90°時，可以測量電場耦合；二者測試結(jié)果相除，即是探頭的差分電場抑制能力ηd[28]。ηd=H/E，其值越高，代表磁場探頭的差分電場抑制能力越好，磁場探頭對于非測試電場的抑制作用越明顯。

測試中選取了5 GHz和15 GHz兩個頻率點，較全面地測試了有源探頭與無源探頭在高低兩個頻率下的差分電場抑制能力，測試結(jié)果如圖16所示。

圖16 不同頻率下有源探頭與無源探頭的差分電場抑制能力

由圖16可見，在5 GHz的情況下，無源探頭的ηd=H/E為14.96 dB，而有源探頭為15.7 dB，有源探頭的性能略好于無源探頭。當(dāng)探頭從微帶線上方中央位置離開時，磁場的耦合分量減小并出現(xiàn)了兩個極小值點。而電場情況與磁場相反，其出現(xiàn)了S21上的兩個極大值點。

對比5 GHz與15 GHz的探頭差分電場抑制能力曲線圖發(fā)現(xiàn)，有源探頭在15 GHz時ηd=H/E=10.6 dB，相對5 GHz下降了5.1 dB；而無源探頭在15 GHz時ηd=H/E=8.1 dB，相對5 GHz下降了6.86 dB。有此可見，隨著頻率上升，有源部分的加入提高了探頭的差分電場抑制能力，使其更適合高頻段的應(yīng)用場景。

3 總結(jié)

文中設(shè)計了一款小型、高帶寬、非接觸式的有源磁場探頭，用于解決高頻段電磁場探測的問題；并通過仿真和測試實驗對有源探頭和無源探頭進行了對比研究，得出以下主要結(jié)論：

(1)文中設(shè)計的有源探頭的S21可以達(dá)到-20 dB，空間分辨率達(dá)到900 μm，其工作頻段高達(dá)15 GHz；

(2)有源探頭的差分電場抑制能力略好于無源探頭，工作頻率由5 GHz升高至15 GHz時，有源探頭的差分電場抑制能力下降幅值較無源探頭少1.76 dB。

(3)通過對磁場探頭的結(jié)構(gòu)優(yōu)化，加入有源放大器，整體系統(tǒng)的傳輸增益得到了提高，并且克服了當(dāng)前有源探頭應(yīng)用頻段低、工作頻段有限的缺點，滿足通信系統(tǒng)呈現(xiàn)整體頻段上升的需求。