基于高精PWM的超聲波電源頻率跟蹤控制①

彭皆彩，王 賓，石曉艷，楊安德

(安徽理工大學(xué)1.空間信息與測繪工程學(xué)院，2.電氣與信息工程學(xué)院，安徽 淮南 232001；3. 安徽南瑞繼遠(yuǎn)電網(wǎng)技術(shù)有限公司，安徽 合肥 230088)

0 引 言

超聲波電源為超聲波換能器供能的特種電源，基本原理為輸出高頻交流電能驅(qū)動壓電陶瓷，使其工作在諧振狀態(tài)，利用其逆壓電效應(yīng)將電能轉(zhuǎn)換為機(jī)械能[1]，廣泛應(yīng)用于超聲波清洗、超聲波壓花及焊接等領(lǐng)域。在實際工作中，由于換能器受發(fā)熱及負(fù)載變化等因素影響，其固有諧振頻率會發(fā)生漂移，產(chǎn)生惡性循環(huán)，進(jìn)而使得超聲波換能器升溫更快，若不能實時跟蹤其諧振頻率，最終將會導(dǎo)致?lián)Q能器高溫?zé)龤?，造成?jīng)濟(jì)損失，因此，超聲波電源的輸出頻率需要實時跟蹤換能器的諧振頻率[2]。

實現(xiàn)頻率跟蹤的方法按照反饋物理量不同分為聲跟蹤和電跟蹤，目前市面上超聲波電源采用的頻率跟蹤策略主要為電跟 蹤，包括匹配電感調(diào)節(jié)法、最大電流搜索法、模擬鎖相環(huán)頻率跟蹤法及PI-DDS跟蹤法。匹配電感調(diào)節(jié)法是通過調(diào)節(jié)匹配電感的感值，使電源輸出頻率與換能器諧振頻率一致，該方法精度較低，且需要人工調(diào)節(jié)，一般作為其他頻率跟蹤方法的輔助方法；最大電流搜索法利用換能器諧振時阻抗最小，電流最大的原則，尋找輸出最大電流點，該方法對電流采樣帶寬及精度要求較高[3-4]；模擬鎖相環(huán)頻率跟蹤法通過采樣電源輸出電壓、電流計算相位差，通過模擬鎖相環(huán)電路來改變輸出電壓的頻率，該方法電路簡單，但頻率跟蹤范圍較窄，且產(chǎn)生的PWM可調(diào)節(jié)分辨率低，動態(tài)特性差[5-6]；PI-DDS跟蹤法，利用數(shù)字PI控制器及DDS完成頻率跟蹤，該方法頻率調(diào)節(jié)精度較高，響應(yīng)快，但電源輸出頻率主要靠DDS芯片調(diào)節(jié)，硬件電路較復(fù)雜，且需要多處理器協(xié)調(diào)工作成本高[7-8]。提出了一種基于高精PWM的超聲波電源頻率跟蹤控制方法，采用DSP內(nèi)部的高精度PWM產(chǎn)生高分辨率驅(qū)動信號，并且采用數(shù)字鎖相環(huán)完成諧振頻率的鎖定，提高電源調(diào)頻精度，獲得較高的輸出效率。

1 焊接電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

超聲波電源系統(tǒng)包括整流橋、功率逆變電路、高頻變壓器、匹配電路、采樣電路和控制系統(tǒng)，其系統(tǒng)框圖如圖1所示。主電路由整流橋模塊、穩(wěn)壓濾波、功率逆變模塊、高頻變壓器和匹配網(wǎng)絡(luò)組成，將市電220V變換為超聲波換能器工作所需的高頻高壓電能。控制系統(tǒng)是以TI公司的TMS320F28069芯片為核心的全數(shù)字化控制系統(tǒng)。通過數(shù)字鑒相電路獲取換能器端電壓與電流的相位差及相位關(guān)系，經(jīng)過數(shù)字鎖相環(huán)調(diào)整PWM輸出頻率，控制DSP內(nèi)部的高精度PWM模塊產(chǎn)生PWM驅(qū)動信號，通過持續(xù)的反饋調(diào)整實現(xiàn)換能器端電壓與電流同相位，完成對超聲波換能器諧振頻率的實時跟蹤。同時，系統(tǒng)也設(shè)計了相應(yīng)的保護(hù)電路。

2 頻率跟蹤環(huán)路

鎖相環(huán)，是一個產(chǎn)生、輸出周期信號的電子控制環(huán)路[9]。如圖2所示為超聲波電源系統(tǒng)頻率跟蹤環(huán)路框圖，主要包括數(shù)字鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器三部分。當(dāng)數(shù)字鑒相器輸出的相位差不為零，此信號經(jīng)過環(huán)路濾波器及壓控振蕩器后會調(diào)整當(dāng)前輸出頻率，該頻率的信號通過驅(qū)動電路驅(qū)動超聲波換能器，使換能器端電壓及電流的相位差減小。

圖2 頻率跟蹤環(huán)路

2.1 數(shù)字鑒相電路設(shè)計

數(shù)字鑒相器其基本功能是獲得換能器端電壓電流之間的相位差，通過傳感器采樣換能器端電壓電流，設(shè)計相位差測量電路如圖3所示。

圖3 數(shù)字鑒相器電路圖

傳感器采樣獲得的信號經(jīng)過調(diào)理電路處理后，再通過由LM293DR組成的滯環(huán)比較器,滯環(huán)比較器能夠提高系統(tǒng)抗干擾性，電流、電壓兩路信號會產(chǎn)生兩組正負(fù)電平的方波，通過二極管將方波的負(fù)電平鉗位至地，再經(jīng)過反相電路對方波整形。兩路方波的相位差即代表了換能器端電壓、電流之間的相位差?？赏ㄟ^與非門電路對兩路信號做與非邏輯運算，當(dāng)兩路信號電平不同時，一個周期中高電平對應(yīng)的占空比即為相位差的大小。同時，將電壓路產(chǎn)生的方波接至D觸發(fā)器的CLOCK引腳，電流路產(chǎn)生的方波接至D觸發(fā)器的DATA引腳，則輸出的Q1則代表了兩路信號的相位差的關(guān)系。Q1為高電平，則電流信號超前于電壓信號，反之，電流信號滯后與電壓信號。將數(shù)字鑒相器電路在PSIM環(huán)境下仿真，分別設(shè)置電壓、電流相位差為30°和-30°，得到圖4所示波形圖。

將與非門輸出信號接到DSP的eCAP模塊，捕獲上升沿及下降沿，通過芯片內(nèi)部計數(shù)器計算其占空比，獲得相位差。將D觸發(fā)器輸出信號接到DSP的GPIO，讀取I/O口電平，獲得相位關(guān)系。

圖4 相位差波形圖

2.2 壓控振蕩器——HRPWM

鎖相環(huán)中壓控振蕩器的基本功能是產(chǎn)生一定頻率的周期信號uo(t)。該周期信號的頻率變化量與環(huán)路濾波器輸出信號uf(t) 的大小成正比。假定壓控振蕩器初始值為零，可將其數(shù)學(xué)關(guān)系描述為：

(1)

其中，uo(t) 為瞬時頻率變化量，系數(shù)Ko為壓控振蕩器的增益。得到傳遞函數(shù)：

(2)

因超聲波換能器工作頻帶較窄，為獲取精度較高的驅(qū)動信號，需要采用DSP芯片TMS320F28069內(nèi)部的高精度PWM模塊產(chǎn)生輸出頻率可調(diào)的PWM，以滿足換能器調(diào)頻帶寬。高精度PWM 模塊相對于普通PWM模塊包含有MEP( Micro Edge positioner)控制部分,可將系統(tǒng)時鐘SYSCLKOUT繼續(xù)細(xì)分為時間精度為150ps左右的“小階梯”，即將一個SYSCLKOUT 劃分為了112個更小的步長單位。

當(dāng)DSP芯片的系統(tǒng)時鐘fSYSCLKOUT為為90MHz時，要求輸出PWM頻率fsw在20kHz附近，則TBPRD寄存器值為 2250。如果此時需要降低輸出PWM頻率fsw，使用普通PWM調(diào)制模式，調(diào)頻精度為：

即，寄存器的值每改變1，對應(yīng)的輸出信號的頻率會發(fā)生約8.8Hz的改變，很容易會錯過超聲波換能器的最優(yōu)工作頻率，造成頻率跟蹤環(huán)路失鎖振蕩。

如果使用芯片內(nèi)部高精度PWM ,那么調(diào)頻精度為:

由此可看到，ΔfHR約為 Δf的 1% ,能夠?qū)崿F(xiàn)以0.08Hz的步長完成頻率跟蹤，調(diào)頻精度得到極大的提高。采用高精度PWM模塊，能夠產(chǎn)生分辨率媲美DDS的PWM驅(qū)動信號，完全滿足超聲波換能器的調(diào)頻精度。圖5為使用DSP內(nèi)部高精度PWM模塊產(chǎn)生的同一橋臂的兩組PWM波。

2.3 環(huán)路濾波器

鎖相環(huán)中環(huán)路濾波器的基本功能是降低跟蹤環(huán)路中的噪聲干擾，其濾波結(jié)果即要真實的反映鑒相器輸入信號的相位變化情況，又要濾除各類噪聲對系統(tǒng)的干擾[10]，通常取一個低通濾環(huán)節(jié)。考慮到超聲波換能器在工作時，其端電壓及電流相位差變換可認(rèn)為是斜坡信號，采用一階低通環(huán)路濾波器完成頻率信號的跟蹤。

設(shè)環(huán)路濾波器傳遞函數(shù)F(s)，則可得鎖相環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù) H (s)為：

(5)

其中K為數(shù)字鎖相環(huán)前向通路增益。

圖5 高精度PWM波

(6)

由傳遞函數(shù)可知該系統(tǒng)為二階系統(tǒng)，呈低通特性，在階躍信號及斜坡信號作用下其穩(wěn)態(tài)誤差都等于0，能夠完全的跟蹤輸入信號的相位和頻率變化。

二階鎖相環(huán)的穩(wěn)態(tài)性能及動態(tài)性能完全受K、τ1及τ2的影響。當(dāng)選定參數(shù)使該二階系統(tǒng)系統(tǒng)處于欠阻尼，在階躍信號作用下會發(fā)生振蕩，產(chǎn)生超調(diào)，但是系統(tǒng)反應(yīng)較為靈活；當(dāng)選定參數(shù)使該二階系統(tǒng)系統(tǒng)處于過阻尼，在階躍信號作用下會發(fā)生輕微振蕩，穩(wěn)定性極高，但系統(tǒng)反應(yīng)略微遲緩。通常希望系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度快，處于欠阻尼狀態(tài)，因此設(shè)定阻尼比ξ=0.707。

閉環(huán)傳遞函數(shù)的噪聲帶寬的選定則決定了τ1及τ2的選取，由閉環(huán)傳遞函數(shù)H(s)計算得該二階鎖相環(huán)的噪聲帶寬為：

(7)

BL與其特征頻率ωn成簡單的正比關(guān)系，因此特征頻率ωn的大小影響著鎖相環(huán)路的收斂速度，所以 BL的大小對此也有影響。因此，鎖相環(huán)參量BL和ωn的取值必須對環(huán)路的噪聲性能和動態(tài)性能這兩方面作出平衡。

頻率捕獲階段選定噪聲帶寬BL= 50Hz，以獲取高動態(tài)性能，完成快速捕獲，計算得F(s)參數(shù)τ1，τ2；在完成頻率捕獲后的頻率跟蹤階段，為獲取更高得跟蹤精度，選定噪聲帶寬BL= 20Hz，計算得F(s)參數(shù)τ1,τ2。

3 實驗驗證

以TMS320F28069為控制芯片設(shè)計實驗樣機(jī)，輸入市電交流220V，50Hz，額定輸出功率4kW，輸出頻率18kHz～22kHz可調(diào)。實驗用換能器及模具參數(shù)：額定諧振頻率20kHz，額定功率2kW，阻抗15Ω，電容量13000-14000pF，110*20mm鋼刀模。

(a) 非諧振時端電壓、電流波形 (b) 穩(wěn)態(tài)時諧振時端電壓、電流波形

圖6是超聲波換能器工作時，換能器兩端電壓與電流的波形。當(dāng)電源未完成諧振頻率跟蹤時，換能器端電壓、電流存在相位差，如圖6(a)所示，此時電壓幅值較大，電流幅值較小。當(dāng)電源完成諧振頻率跟蹤鎖定時，換能器端電壓、電流間相位差較小，如圖6(b)所示，此時換能器等效阻抗小，電壓幅值較小，電流幅值較大。

此時電源實際輸出PWM頻率fs為 19.86 kHz ，以步長 0.08 Hz 進(jìn)行頻率跟蹤。從圖6(b)中可以看出，電源輸出電壓、電流具有良好的同相位狀態(tài)，穩(wěn)態(tài)誤差很小，電流和電壓波形均為20 kHz的近似正弦的交流波形，換能器兩端的電壓與電流幾乎沒有相位差，因此換能器輸出功率因數(shù)較高。

采用設(shè)計基于高精PWM的超聲波電源頻率跟蹤控制方法能夠完成實時超聲波換能器頻率跟蹤，使超聲波電源的輸出電壓和電流處在用一頻率下，穩(wěn)定可靠工作，實現(xiàn)頻率跟蹤，提高電源調(diào)頻精度，獲得較高的輸出效率，完全滿足超聲波換能器頻率跟蹤的要求。

4 結(jié) 論

(1)設(shè)計數(shù)字鑒相器電路獲得換能器端電壓、電流之間的相位差及相位關(guān)系，并利用數(shù)字鎖相環(huán)實現(xiàn)對超聲波換能器諧振頻率的跟蹤，采用高精度PWM模塊產(chǎn)生分辨率高達(dá)0.08Hz的PWM信號。

(2)采用數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)設(shè)計超聲波電源頻率跟蹤環(huán)路，實驗證明該電源能夠穩(wěn)定、可靠的驅(qū)動額定功率2kW，諧振頻率20kHz的超聲波換能器，并能實時跟蹤其諧振頻率，保證較高功率因數(shù)輸出。