一種小步進(jìn)低相噪頻率綜合器的設(shè)計(jì)

李洪濤

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所,河北石家莊 050081)

0 引言

頻率綜合器作為現(xiàn)代電子設(shè)備和電子系統(tǒng)的基礎(chǔ),被譽(yù)為電子系統(tǒng)“心臟”,其廣泛應(yīng)用于通信、雷達(dá)、干擾和抗干擾、遙控遙測等領(lǐng)域[1]。隨著電磁環(huán)境越來越復(fù)雜,測量精確的要求也日益提高,這就對頻率綜合器的指標(biāo)要求日益提高,這些指標(biāo)主要體現(xiàn)在高頻率、細(xì)步進(jìn)、低相噪、低雜散等要求上。本文綜合采用三種基本頻率合成方式,設(shè)計(jì)了一款具有低雜散、低相噪、細(xì)步進(jìn)、高頻率的頻率綜合器。

1 頻率合成技術(shù)原理

頻率合成技術(shù)是將一個(gè)基準(zhǔn)頻率信號變換為所需要的頻率信號的技術(shù)。新產(chǎn)生的信號具有與基準(zhǔn)頻率信號同樣高的頻率穩(wěn)定度和精確度。

目前頻率合成的方法可以分為直接頻率合成 (Direct Frequency Synthesis,DS)、鎖相頻率合成(Phase Locked Loop,PLL)和直接數(shù)字頻率合成(Direct Digital Synthesizer,DDS)三種基本的方式[2]。但是在高指標(biāo)頻率綜合器的設(shè)計(jì)中,一般是通過結(jié)合兩種或三種頻率合成方式的混合頻率合成方式來得到高指標(biāo)頻率綜合器。

2 方案設(shè)計(jì)

2.1 方案總體設(shè)計(jì)

根據(jù)工程需求,需要設(shè)計(jì)小步進(jìn)、低相噪的寬帶頻率合成器。要求輸出頻率為8GHz～10GHz,步進(jìn)1μHz,相位噪聲≤-120dBc/Hz@10kHz,雜散抑制≥70dB。

常規(guī)的小步進(jìn)低相噪頻率綜合器方案一般采用多個(gè)鎖相環(huán)混頻的方式,將環(huán)路分為大步進(jìn)環(huán)和小步進(jìn)環(huán),大步進(jìn)環(huán)產(chǎn)生步進(jìn)較大的高頻信號,小步進(jìn)環(huán)產(chǎn)生步進(jìn)較小的低頻信號。但是隨著輸出頻率變高,多環(huán)混頻方案中大步進(jìn)環(huán)的實(shí)現(xiàn)難度變的越來越大,針對這一問題,本文通過設(shè)計(jì)混頻方案,將8GHz～10GHz 寬帶VCO 與窄帶信號的倍頻及分頻信號進(jìn)行多次混頻,將輸出信號變頻為低頻信號進(jìn)行鑒相,此時(shí)由于鑒相頻率低,輸出信號的相位噪聲不會(huì)產(chǎn)生惡化,可以得到低相位噪聲本振輸出。

方案總體設(shè)計(jì)如圖1 所示。基準(zhǔn)信號產(chǎn)生電路輸出窄帶低相噪信號FIN進(jìn)入功分器1分為三路。其中一路經(jīng)過三倍頻器倍頻及濾波器1 濾波后輸出倍頻信號Fmul,第二路經(jīng)過變頻濾波器組后產(chǎn)生分頻信號Fdiv,第三路經(jīng)過分頻后產(chǎn)生參考信號FREF,參考信號經(jīng)過功分器3 分頻后分別為鑒相器1 及鑒相器2 提供參考信號。壓控振蕩器輸出信號FVCO經(jīng)過功分器2后分為三路,其中一路作為輸出信號,第二路入混頻器1與倍頻信號Fmul進(jìn)行混頻,第三路經(jīng)過分頻器分頻后入鑒相器2,與參考信號進(jìn)行鑒相[3]。

圖1 總體方案框圖Fig.1 Block diagram of the overall scheme

控制頻率綜合器鎖定時(shí)首先將開關(guān)切換到環(huán)路濾波器2。此時(shí)壓控振蕩器輸出信號FVCO經(jīng)過功分器2分路后入分頻器,分頻器輸出信號在鑒相器2中與參考信號FREF進(jìn)行鑒相,通過鑒相器比較FVCO及FREF信號的頻率及相位,根據(jù)頻率及相位的差值輸出一定比例的電流信號,電流信號通過環(huán)路濾波器轉(zhuǎn)換為電壓信號,控制壓控振蕩器預(yù)置在輸出頻率上。預(yù)置完成后,將開關(guān)切換到環(huán)路濾波器1,此時(shí)FVCO信號先與基準(zhǔn)信號的倍頻信號Fmul進(jìn)行混頻,一中頻信號Fm1根據(jù)頻率選擇與二次混頻信號Fdiv進(jìn)行二次混頻或直接入濾波器2,輸出二次中頻信號經(jīng)過濾波器2 濾波后與參考信號在鑒相器1 進(jìn)行鑒相,控制壓控振蕩器鎖定,由于此時(shí)壓控振蕩器已經(jīng)被預(yù)置在需要的輸出頻率上,可以直接進(jìn)入快捕帶,不會(huì)發(fā)生錯(cuò)鎖現(xiàn)象[4]。

2.2 基準(zhǔn)信號產(chǎn)生系統(tǒng)設(shè)計(jì)

由于最終輸出信號與基準(zhǔn)信號的倍頻及分頻信號直接相關(guān),這就要求基準(zhǔn)信號具有低相噪、小步進(jìn)、低雜散等性能?？紤]到基準(zhǔn)信號要求帶寬較窄,擬采用直接頻率合成方式和直接數(shù)字頻率合成方式來實(shí)現(xiàn),具體實(shí)現(xiàn)框圖如圖2[5]。

圖2 基準(zhǔn)信號產(chǎn)生電路Fig.2 Reference signal generation circuit

100MHz晶振輸出信號經(jīng)過梳狀譜電路后輸出100MHz高次諧波信號,通過濾波器2將信號中的2800MHz信號濾出。2800MHz 信號經(jīng)過功分器分為兩路,其中一路入DDS進(jìn)行分頻,產(chǎn)生的200±56MHz信號在混頻器中與另一路2800MHz 信號進(jìn)行混頻,輸出中頻信號經(jīng)過濾波器1 將3000±56MHz濾出,由于該信號具有極低的相噪,同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)小步進(jìn),可以作為基準(zhǔn)信號。

2.3 二次混頻信號產(chǎn)生

二次混頻信號產(chǎn)生電路如圖3所示。輸入基準(zhǔn)信號FIN經(jīng)過10分頻后輸出1/10FIN信號。輸出信號經(jīng)過梳狀譜電路產(chǎn)生高次諧波信號,諧波信號經(jīng)過開關(guān)選擇及濾波器濾波后可以選擇輸出1/10FIN、2/10FIN、3/10FIN信號作為二次混頻信號。

圖3 二次混頻信號產(chǎn)生電路Fig.3 Secondary mixing signal generation circuit

2.4 變頻方案

具體變頻關(guān)系如下所示。

通過改變鑒相器的鑒相極性,本方案中的一次混頻及二次混頻均可以同時(shí)進(jìn)行上下混頻,當(dāng)一中頻信號Fm1入混頻器時(shí):

當(dāng)一中頻信號Fm1直接入濾波器2 時(shí):

綜合以上兩種情況,

設(shè)FVCO=kFIN,將n代入公式,可知k分別為2.65、2.75、2.85、2.95、3.05、3.15、3.25、3.35。

基準(zhǔn)信號與輸出信號對應(yīng)關(guān)系如表1 所示。由下表易知,當(dāng)基準(zhǔn)信號FIN輸出頻率范圍3000±56MHz,輸出信號FVCO頻率范圍可以覆蓋8GHz～10GHz。

表1 頻率對應(yīng)表Tab.1 Frequency correspondence table

3 指標(biāo)分析

3.1 相位噪聲分析

本方案中總相位噪聲是由晶振、倍頻器、DDS、鑒相器、VCO和環(huán)路濾波器等引入相位噪聲的疊加。

其中,晶振選擇超低相噪恒溫晶振,其相位噪聲可以達(dá)到-165dBc/Hz@10kHz。

設(shè)PNIN為倍頻前信號在頻偏10kHz處的相位噪聲,則N 倍頻后輸出信號在頻偏10kHz處的相位噪聲PNOUT為:

因此2800MHz 倍頻輸出信號相噪為:

由于DDS的輸入2800MHz參考信號相噪為-136dBc/Hz@10kHz,不會(huì)對DDS 輸出信號相位噪聲產(chǎn)生影響,而DDS 輸出信號相噪隨頻率增高而惡化,因此DDS輸出信號頻率為最大頻率256MHz 時(shí)相位噪聲最差。本文中的DDS選擇ADI公司生產(chǎn)的AD9914,通過產(chǎn)品手冊可以得到,DDS的輸出頻率為256MHz時(shí)信號相位噪聲約為-145dBc/Hz@10kHz。

由于FIN為2800MHz信號與FDDS信號混頻得到,因此相噪為-136dBc/Hz@10kHz。

倍頻信號Fmul的相位噪聲為:

Fdiv輸出最高頻率時(shí)相位噪聲為:

FREF輸出最高頻率時(shí)相位噪聲為:

本方案中選擇的分頻器單邊帶相位噪聲為-150dBc/Hz,因此最終FREF相位噪聲為-150dBc/Hz@10kHz。

鑒相器2選擇ADI公司生產(chǎn)的ADF4002,設(shè)PNfloor為鑒相器歸一化帶內(nèi)相位本底噪聲,則鑒相器2引入的相位噪聲為:

壓控振蕩器輸出信號FVCO的帶內(nèi)相噪為倍頻信號Fmul、二次混頻信號Fdiv、參考信號FREF及鑒相器引入的相噪之和,最終輸出信號的理論相位噪聲約為-126dBc/Hz@10kHz。

3.2 雜散分析

頻率綜合器中的雜散一般分為近端雜散與遠(yuǎn)端雜散。

本方案中VCO輸出信號經(jīng)過二次混頻后產(chǎn)生的中頻信號入鑒相器進(jìn)行鑒相,經(jīng)過環(huán)路濾波器進(jìn)行濾波可以有效濾除遠(yuǎn)端雜散,結(jié)合空間屏蔽、開關(guān)隔離、電源濾波和濾波器過濾來抑制,產(chǎn)生的雜散非常低,雜散抑制可以達(dá)到75dBc以上。

近端雜散主要是鑒相泄露雜散和DDS產(chǎn)生雜散。其中鑒相泄露雜散可以通過設(shè)計(jì)合適的環(huán)路濾波器來抑制,可以保證75dB以上。由于DDS輸入頻率為2900MHz,輸出頻率為50MHz～150MHz,此時(shí)DDS分頻比N＞19,因此產(chǎn)生的雜散非常低,雜散抑制可以達(dá)到85dBc以上,不會(huì)造成影響。

綜上所述,本方案的最終雜散抑制可以達(dá)到75dBc。滿足系統(tǒng)要求。

3.3 步進(jìn)分析

本方案中的步進(jìn)通過更改DDS的頻率來實(shí)現(xiàn)。本方案中DDS選擇ADI公司的AD9914。該器件的Programmable modulus mode功能可以實(shí)現(xiàn)64位分頻。

由于DDS的參考信號頻率為2800MHz,DDS 調(diào)諧控制字64位,則方案中FIN最小步進(jìn)為:

由于VCO輸出信號頻率FVCO=k FIN,則VCO輸出信號頻率步進(jìn):

可以滿足系統(tǒng)1 μHz 的步進(jìn)指標(biāo)要求。

4 指標(biāo)測試

相噪測試結(jié)果如圖4 所示。當(dāng)VCO輸出頻率為8GHz時(shí),輸出信號相位噪聲可以達(dá)到-121dBc/Hz@10kHz,滿足系統(tǒng)要求。頻率綜合器理論值與實(shí)測值的比較如表2所示。

表2 頻率綜合器指標(biāo)比較Tab.2 Frequency synthesizer index comparison

圖4 輸出信號相噪測試結(jié)果Fig.4 Output signal phase noise test results

相位噪聲比理論值低了5dB,經(jīng)過測試發(fā)現(xiàn)是由于諧波產(chǎn)生及倍頻電路倍頻過程中相噪指標(biāo)發(fā)生了惡化,2800MHz信號約比理論值惡化5dB左右,導(dǎo)致最終輸出信號相位噪聲比理論值惡化5dB。

雜散抑制實(shí)際測試值為73dB,與理論計(jì)算值差距不大,可以通過調(diào)節(jié)環(huán)路濾波器進(jìn)一步優(yōu)化。

步進(jìn)通過測試為1μHz,符合指標(biāo)要求。

5 結(jié)語

該方案利用了DDS來實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的小步進(jìn)要求,通過直接倍頻方案實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的低相噪要求,通過鎖相環(huán)電路濾除變頻過程中產(chǎn)生的雜散,得到了較好的指標(biāo)。

可以看到本方案中限制相位噪聲指標(biāo)的是晶振相噪指標(biāo)和諧波產(chǎn)生及倍頻器電路,若使用更好的晶振及倍頻電路,相噪指標(biāo)可以進(jìn)一步提高。本方案頻率范圍、步進(jìn)、雜散、相位噪聲等各項(xiàng)指標(biāo)均可以較好的滿足系統(tǒng)要求,具有良好的應(yīng)用前景。