對GMR-1系統(tǒng)邏輯信道的靈巧式干擾技術

熊 顥，雷迎科，吳子龍

(國防科技大學電子對抗學院，合肥 230037)

0 引言

GMR-1協(xié)議是由歐洲電信標準委員會制定的地球同步衛(wèi)星移動通信標準。GMR-1衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)采用時分多址體制(time division multiple access,TDMA)。協(xié)議物理層規(guī)定了多種基于TDMA突發(fā)信號的具有不同功能的邏輯信道，不同信道在載頻中所占據(jù)的時隙位置與數(shù)據(jù)格式不盡相同，為實施靈巧式干擾提供了理論依據(jù)。

對GMR-1協(xié)議邏輯信道實施干擾的前提是實現(xiàn)針對TDMA信號的突發(fā)檢測。文獻[1]提出一種基于短時能量的突發(fā)信號檢測算法。文獻[2]提出了基于數(shù)據(jù)包檢測、單脈沖匹配濾波和報頭多脈沖檢測等3次相關檢測的增強識別方法。以上時域檢測算法最突出的問題是對噪聲比較敏感，不適用于信噪比低的環(huán)境。文獻[3]提出基于幅度譜的檢測算法，與能量檢測僅區(qū)別于判決量。文獻[4]通過檢測循環(huán)自相關函數(shù)或譜密度函數(shù)來確定信號的有無。以上頻域檢測算法計算復雜度較高，檢測速度相對較慢，只適合突發(fā)間隔大、信噪比低的信號。文獻[5]提出了基于最小描述長度的獨特字檢測方法。文獻[6]針對均勻分布式獨特字結構提出了采用延時共軛相乘的算法，有效提高了檢測性能和估計精度。獨特字檢測算法檢測精度較高，但不適用于GMR-1協(xié)議邏輯信道非均勻插入式的數(shù)據(jù)結構[7]。

針對現(xiàn)有方法僅局限于突發(fā)信號檢測識別的研究且暫無面向GMR-1協(xié)議實施干擾的具體方法問題，提出了基于邏輯信道獨特字檢測的靈巧式干擾方法。首先，針對信道特點進行可行性分析，干擾獨特字序列可以有效影響特定信道數(shù)據(jù)字段位置的精確識別；其次，提出用相關匹配的方法對特定信道獨特字的具體位置進行快速識別，提出精確瞄準和相似序列空時隙注入的干擾策略；最后，實驗分析不同干信比條件對識別效果的影響，并與傳統(tǒng)壓制式方法對比干擾效果。

1 可行性分析與總體方案設計

GMR-1系統(tǒng)將每一個幀分割成若干個時隙向基站發(fā)送信號[8]，一個時隙由78 bit構成，24個時隙構成一個TDMA幀單位，具有利用突發(fā)脈沖信號傳輸，每載頻多路信道特點[9]。

GMR-1系統(tǒng)邏輯信道主要分為用于傳輸控制面信息的控制信道和用于數(shù)據(jù)面業(yè)務數(shù)據(jù)的業(yè)務信道。FCCH(frequency correction channel)頻率校正信道和BCCH(broadcast control channel)廣播控制信道都是固定預留時隙邏輯信道，其相對位置不會出現(xiàn)改變。

廣播控制信道是衛(wèi)星到移動臺、點到多點的下行單向控制信道，用于向移動端廣播多種系統(tǒng)消息、相鄰波束信道數(shù)目、起始時隙和系統(tǒng)信息的循環(huán)偏移、小區(qū)的特性數(shù)據(jù)等。BCCH采用π/4-CQPSK調制，突發(fā)占用6個時隙，結構如表1所示。

表1 廣播控制信道數(shù)據(jù)格式

靈巧式干擾是通過干擾通信系統(tǒng)中的關鍵部分使整個通信鏈路癱瘓，達到事半功倍的效果[10]。不同信道的獨特字可以被用來區(qū)分包含信令或用戶數(shù)據(jù)的不同突發(fā)結構，具有良好的自相關和互相關特性，是用戶或時隙的重要特征標識。由表1可以看出，BCCH的突發(fā)結構中插入了獨特字序列(unique word, UW)并且插入位置、序列長度都不相同[11]。下行信道BCCH承載數(shù)據(jù)信息量較高，十分適合作為靈巧式干擾的攻擊對象[12]，將直接導致BCCH信道數(shù)據(jù)字段的接收識別失敗，增大接收機同步延時，提高掉話率導致移動端宕機。

2 基于邏輯信道獨特字檢測的靈巧式干擾技術

設計基于邏輯信道獨特字檢測的靈巧式干擾技術，流程如圖1所示。

圖1 干擾策略

2.1 獨特字序列檢測方法

在接收端采用相關匹配方法，利用獨特字序列自相關性強和互相關性差的特點，構造本地訓練序列，進行獨特字序列的位置精確檢測。接收端信號下變頻后，送入與本地訓練序列對應的匹配濾波器做滑動相關，當本地訓練序列與接收序列獨特字段剛好對齊時，匹配濾波器會輸出最大相關值，通過對匹配濾波器輸出信號幅度進行門限檢測可以精確判斷獨特字序列的起始點。

令接收序列表示為r=[r0,r1,…,rX]，本地獨特字訓練序列表示為q=[q0,q1,…,qK]，保護長度為M。濾波器輸出后求每一個輸出相關值與之后連續(xù)M個輸出值的平均值之比。

(1)

設置檢測門限Th，若當前時刻匹配濾波器輸出幅值等于之后M個輸出平均值的Th倍時，確定找到序列位置；若不滿足，則本地訓練序列進行滑動，求下一個相關值比值，直到滿足門限條件。

2.2 靈巧式干擾策略

選擇對小區(qū)廣播控制信道BCCH的獨特字序列進行靈巧式干擾，在已完成信道獨特字序列位置識別的基礎上，針對目標信號獨特字序列，干擾信號的設計采用精確瞄準和相似序列空時隙注入式干擾兩種方法對檢測算法進行干擾。

2.2.1 精確瞄準干擾

在獨特字序列檢測完成的基礎上，將干擾信號的功率集中目標信號的獨特字位置，使接收端無法通過正確檢測獨特字位置，而導致數(shù)據(jù)信息接受失敗引起系統(tǒng)宕機，如圖2所示。

圖2 精確瞄準干擾方法

干擾信號的設計方法為：一是集中噪聲干擾，通過產(chǎn)生高斯噪聲并將其集中在目標信號獨特字序列部分，使目標獨特碼檢測失敗。這種干擾方式相對于全頻段持續(xù)噪聲干擾，干擾功率更加集中，用較小的代價起到破壞實時通信的效果；二是偽隨機序列干擾，產(chǎn)生一段長度大于目標獨特碼序列的偽隨機序列，采用與目標信號類似甚至相同的生成方式產(chǎn)生干擾信號，通過精確引導對準目標獨特碼序列位置。相較于高斯噪聲干擾信號，偽序列干擾信號與目標信號特征差異更小，隱蔽性更高，干擾效率也更高[13]。

設目標接收機接收到信號：

r(t)=y(t)+n(t)+Q(t)

(2)

式中：y(t)為目標信號;n(t)為傳輸過程中的噪聲信號;Q(t)為靈巧式干擾信號。令r(n)為接收到的比特流數(shù)據(jù);本地訓練序列表示為q=[q0,q1,…,qK];令同步序列長為K，做滑動相關運算，可得：

(3)

2.2.2 相似序列空時隙注入干擾

由表1可以看出BCCH在FCCH后兩幀出現(xiàn)，間隔的兩幀屬于非預留時隙[14]?？捎糜谙嗨菩蛄凶⑷?。明確GMR-1協(xié)議中的BCCH信道獨特字信息，在此基礎上構造相似序列，并注入到目標信號空時隙中，使接收機產(chǎn)生大量偽相關峰，使敵方無法正確接收BCCH信息序列，如圖3所示。

圖3 相似序列空時隙注入干擾方法

相似序列空時隙注入的干擾效果受到保護長度M大小的影響，下面針對相似序列注入位置距離目標信號獨特字序列之間的距離不同進行分析。

設相似序列與目標獨特字序列之間的碼元差為d，當d

(4)

式中第二項為本地訓練序列與加性高斯噪聲的乘積和，通常令其為0；第三項為本地訓練序列與相似序列的乘積，但是由于相似序列插入在目標信號獨特字序列之后M個碼元之內，當M足夠大時獨特字序列相關旁瓣很小，此項輸出相關值可以忽略不計，因此當d

3 實驗仿真與結果分析

為驗證方法的可行性與有效性，實驗選擇廣播控制信道BCCH的數(shù)據(jù)序列為目標進行獨特字序列的捕獲識別，固定信噪比條件下的識別率由1 000次蒙特卡洛實驗得到。建立突發(fā)信號傳輸與檢測模型，在此基礎上開展靈巧式干擾與傳統(tǒng)方法對獨特字序列干擾效果的對比實驗。

3.1 廣播控制信道突發(fā)信號仿真

GMR-1廣播控制信道采用π/4-CQPSK調制方式，根據(jù)協(xié)議設定如下：

信號形式[15]：

(5)

式中:T為符號周期；p(t)為協(xié)議規(guī)定的功率斜升函數(shù)；h(t)為滾降系數(shù)等于0.35的根升余弦濾波器的沖擊響應；N為信號時隙持續(xù)數(shù)，取值為2, 3, 4, 6和9，而ak滿足為：

仿真實驗參數(shù)設置如下：設定數(shù)據(jù)長度為2個PC6d幀，共3 744 bit，采用π/4-CQPSK調制與差分解調方式，通信方連續(xù)發(fā)送數(shù)據(jù)幀，在-2～12 dB的信噪比范圍內，分析信道噪聲對誤碼率的影響。

圖4為1 000次蒙特卡洛實驗下，信噪比-2～12 dB對誤碼率的影響。由式(7)可知，π/4-CQPSK調制載波相位由當前碼元對應相位和π/4整數(shù)倍之和，不存在180°跳變，包絡起伏小，調制信號峰均比小。

圖4 1 000次誤碼率蒙特卡洛仿真

3.2 相關匹配檢測

相同實驗條件下，利用針對BCCH第一段獨特字和第二段獨特字進行檢測，分析獨特字段長度對檢測結果虛警位置的影響。設定信噪比12 dB，相關值門限為0.8。

根據(jù)表1可知，BCCH包括3段獨特字序列，UW1占據(jù)11個符號位共22 bit，UW2和UW3結構相同占據(jù)3個符號位共6 bit。分別進行檢測識別，其輸出相關值如圖5所示，能夠精確定位UW1在幀結構中的起始位置，且獨特字序列占據(jù)符號位越短，檢測算法產(chǎn)生的虛警位置越多，識別難度越大。

圖5 獨特字序列檢測匹配濾波輸出值

3.3 精確瞄準靈巧式干擾

設置目標信號發(fā)射功率100 W，干信比范圍為-10～10 dB，選擇相對識別率較高的UW1序列進行干擾，進行全頻段噪聲、集中噪聲、偽隨機序列干擾方式對獨特字序列識別率影響的對比實驗。為了防止精確瞄準干擾的失同步，偽隨機序列的長度設置為目標獨特字序列的兩倍即占據(jù)22個符號共44 bit的差分編碼序列。

針對信道獨特碼字的精確瞄準干擾主要在于干擾數(shù)據(jù)幀結構中的特定結構，集中功率，達到以更小的能量消耗破壞通信鏈路的目的。由圖6可以看出，集中噪聲和偽隨機序列靈巧式干擾對于獨特字序列的檢測效果都明顯優(yōu)于全頻段噪聲壓制式干擾。偽序列干擾信號相較于高斯噪聲干擾信號，與目標信號特征差異小，干擾效果更好。

圖6 精確瞄準與全頻段噪聲壓制干擾效果對比圖

3.4 相似序列空時隙注入

相同實驗場景設置下，根據(jù)協(xié)議構造占據(jù)11個符號位的UW1相似序列，選擇插入到BCCH的相鄰空時隙中，與全頻段噪聲干擾進行對比實驗。需要說明的是，實驗中相似序列的插入位置與目標信號獨特字序列位置的距離大于保護序列長度M，若距離小于M，由公式(2)可知，在特定功率下無法產(chǎn)生具有干擾效果的偽相關峰。

由圖7可以看出，相似序列空時隙插入的干擾效果明顯優(yōu)于全頻段噪聲干擾。這是因為在空時隙插入相似序列導致檢測出現(xiàn)了偽相關峰的存在，虛警位置對獨特碼的捕獲造成了直接影響，破壞了移動端對于廣播控制信道信令的接收，導致通信鏈路時鐘失同步與關鍵信息接受失敗，從而達到靈巧式干擾的目的。

圖7 相似序列空時隙插入與全頻段噪聲干擾效果對比圖

4 結論

針對現(xiàn)有研究傳統(tǒng)干擾方法效率低的問題，提出了基于GMR-1協(xié)議邏輯信道獨特字序列檢測的靈巧式干擾技術?；趨f(xié)議研究了數(shù)據(jù)幀結構的薄弱點并進行干擾的可行性分析，干擾獨特字序列可以影響特定信道數(shù)據(jù)字段位置的精確識別。設計了針對獨特字序列的檢測與干擾策略，采用相關匹配對獨特字序列進行位置識別，提出精確瞄準和相似序列空時隙插入干擾的干擾策略，在廣播控制性信道突發(fā)傳輸模型上驗證了靈巧式干擾方法的干擾效果，并與傳統(tǒng)壓制式干擾方法進行了對比實驗。仿真實驗證明，所提方法可以準確識別邏輯信道中獨特字序列的位置，并實現(xiàn)了集中干擾功率實施干擾，最終達到破壞通信鏈路的效果。