基于改進簡化實頻技術(shù)的超寬帶功率放大器設計

劉國華 周國祥 郭燦天賜 程知群

(杭州電子科技大學射頻電路與系統(tǒng)教育部重點實驗室 杭州 310018)

1 引 言

無線通信基礎設施的復雜性、通信標準和頻率分段的日益增加，對功率放大器的效率和工作帶寬提出了更高的要求[1]。隨著5G通信的到來，收發(fā)機系統(tǒng)一直朝著低能耗、高效率和寬頻帶的方向飛速發(fā)展[2]。而匹配電路作為功率放大器的關(guān)鍵部分，其設計性能直接決定了功放的效率、帶寬和功率等技術(shù)指標。因此，寬帶匹配電路的設計是寬帶功放設計的主要任務。

目前，設計者們對高效率功放帶寬的擴展，通常采用連續(xù)類思想[3，4]來實現(xiàn)。連續(xù)類思想的功放通過增加諧波控制因子，擴大了最優(yōu)阻抗解空間，但由此增加了匹配電路設計的難度。另外，設計者采用混合類[5—8]的諧波控制網(wǎng)絡，在不同的頻點下使功放分別工作在不同的類別(J/F/F—1)，拓展了功放的帶寬，但與此同時也會增加電路的復雜性。濾波結(jié)構(gòu)的阻抗匹配網(wǎng)絡也被應用到功放的寬帶匹配網(wǎng)絡設計中[9，10]，該方法不僅要保證功放的工作頻率在通帶內(nèi)，而且過渡帶的衰減速度問題也是設計的難點。1977年，實頻法由Carlin首先提出，它是一種基于線性分段近似逼近最佳特性的網(wǎng)絡綜合方法[11]，為寬帶匹配網(wǎng)絡設計提供了新的途徑。1982年，Yarman在原始實頻法的基礎上，對算法進行了改進，提出了簡化實頻算法[12]。后來，該算法與電路設計相結(jié)合并被使用到功放的設計上[13]，盡管可以設計出寬頻帶電路，但是要實現(xiàn)性能良好的多倍頻程寬帶電路還是有一定的困難。

為了進一步拓展帶寬，本文使用GaN HEMT(氮化鎵材料工藝，使得器件輸出功率水平可以得到大幅提高[14])晶體管器件，基于改進的簡化實頻算法，結(jié)合負載牽引技術(shù)，對功放的寬帶匹配網(wǎng)絡進行設計優(yōu)化，完成了一款覆蓋多個移動通信頻段的超寬帶功率放大器的設計。

2 簡化實頻法理論分析

2.1 傳統(tǒng)簡化實頻法

圖1所示為用散射參數(shù)表示的匹配網(wǎng)絡。實頻法將無耗的二端口網(wǎng)絡用S參數(shù)表示

其中，n代表了網(wǎng)絡中的元件數(shù)。h(s)與g(s)是n項的赫爾維茲多項式。

其他匹配網(wǎng)絡的散射參數(shù)可表示為

通過無耗原則，得到g與h的關(guān)系?？梢詫鬏敼β试鲆?Transducer Power Gain， TPG)表示為

在整個頻段內(nèi)，盡可能的優(yōu)化TPG，使其接近于設置的優(yōu)化目標T，依據(jù)兩者差值作為優(yōu)化的誤差函數(shù)。

2.2 改進的簡化實頻法

實驗表明，在一個跨多倍頻的帶寬范圍內(nèi)，晶體管負載牽引最優(yōu)阻抗數(shù)據(jù)波動較大，簡化實頻法使頻帶內(nèi)所有頻點優(yōu)化到目標TPG是有困難的。因此傳統(tǒng)的實頻技術(shù)在多倍頻上實現(xiàn)寬帶匹配有局限性。針對上述傳統(tǒng)實頻技術(shù)的問題，本文對優(yōu)化算法進行改進，在優(yōu)化TPG的基礎上，結(jié)合負載牽引技術(shù)對阻抗的分布規(guī)律進行分析，使阻抗呈圓形狀分布于中心頻點周圍，可以在更寬的工作頻帶下發(fā)揮晶體管的潛能。

圖1 散射參數(shù)的匹配網(wǎng)絡

通過負載牽引技術(shù)得到晶體管負載的寬頻各點的最優(yōu)阻抗值，最優(yōu)阻抗大致分布在一個區(qū)域內(nèi)，選取中心頻率點阻抗(Zcy+j·Zcx)與最邊緣頻點的阻抗(Zsy+j·Zsx)的虛部與實部的差值作為優(yōu)化目標Zx和Zy

建立阻抗的誤差函數(shù)

建立TPG的誤差函數(shù)

其中，T(s)為設計出寬帶匹配網(wǎng)絡的傳輸功率增益(TPG); T0為初始設置的傳輸功率增益(TPG)優(yōu)化目標。

使用最小二乘法對匹配電路的Terror(s)和負載阻抗Zerr同時優(yōu)化，使TPG誤差函數(shù)值盡可能趨近于0的同時，保證阻抗誤差函數(shù)的值趨近于1，最終可以得到一個跨多倍頻程的寬帶匹配電路。由于負載牽引選取的是最優(yōu)PAE軌跡，最終也會提升功率放大器電路的整體效率。

3 超寬帶功率放大器的設計

在先進設計系統(tǒng)(Advanced Design System，ADS) 軟件中，對晶體管的輸出負載端進行負載牽引，獲取0.5～2.7 GHz范圍內(nèi)10個頻點的最優(yōu)阻抗值，如表1所示。

將10個頻點的最優(yōu)阻抗值作為簡化實頻法的輸入數(shù)據(jù)，進行寬帶匹配網(wǎng)絡的設計與優(yōu)化。通過簡化實頻法得出了輸出匹配網(wǎng)絡的h與g具體表達式

將得到的h與g表示出匹配網(wǎng)絡的傳遞函數(shù)，對其使用長除法進行變形，得到式(13)，式中變量S的系數(shù)就是所設計的LC結(jié)構(gòu)

表1 各個頻點下的最優(yōu)阻抗值

圖2所示為簡化實頻法得到的輸出匹配電路，其是由集總參數(shù)的LC結(jié)構(gòu)組成。集總參數(shù)寬帶匹配網(wǎng)絡還需要轉(zhuǎn)換為微帶拓撲結(jié)構(gòu)，將利用到Richard和Kiruoda法則對其進行變換，對其適當?shù)膬?yōu)化修正即可，優(yōu)化得到的電路如圖3所示。空心三角表示了晶體管負載最優(yōu)阻抗的變化趨勢，實心方塊代表了變換后輸出匹配的輸入阻抗值的變化趨勢?？梢园l(fā)現(xiàn)，實心方塊曲線是圍繞著中心阻抗點Z為圓心，呈現(xiàn)順時針圓的趨勢進行變化，優(yōu)化的結(jié)果與實頻法預想的結(jié)果相符合。表明優(yōu)化的匹配電路可以在寬頻帶內(nèi)實現(xiàn)匹配。

對圖3所示的寬帶匹配電路進行S參數(shù)仿真得到的結(jié)果如圖4所示。在目標頻段范圍內(nèi)，S11均小于10 dB， S21也趨向于0 dB，展現(xiàn)了良好的寬帶特性，也驗證了方法的可行性。功放的輸入匹配電路采用階躍式的匹配結(jié)構(gòu)，在ADS中進行仿真優(yōu)化。將偏置電路與輸入、輸出匹配網(wǎng)絡放入到整個電路中，得到的整體拓撲結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖2 簡化實頻法得到的輸出匹配電路

圖3 晶體管負載數(shù)據(jù)和輸出匹配網(wǎng)絡

4 實現(xiàn)與測試結(jié)果

前面利用電路仿真軟件對提出的超寬帶功率放大器進行了設計，驗證了所提改進的簡化實頻算法的可行性。為進一步驗證所提出方案的正確性，基于Cree公司的CGH40010F晶體管，采用Rogers4350B基板(H=0.76 mm， εr=3.66)對所設計的超寬帶功率放大器進行了實物加工測試。其中，柵極和漏極的直流偏置電壓分別為：VG=—2.7 V， VD=28 V。

對功放電路進行小信號測試，仿真與測試結(jié)果如圖6所示。從圖6中可以看出，在頻帶范圍內(nèi)，S21小信號增益最大14 dB。大信號測試結(jié)果如圖7所示。在0.5～2.7 GHz頻段內(nèi)，輸出功率為40.4～42.5 dBm，漏極效率為 64% ～75%，增益為 10～12.3 dB。

表2 是本文所設計的功放與近幾年同類文獻中的相關(guān)功放在主要技術(shù)指標上的對比，功率器件均采用氮化鎵高電子遷移率晶體管(GaN High Electron Mobility Transistor， HEMT) 器件。在工作帶寬方面，本文設計的功放相對帶寬為137%，高于其它文獻中的帶寬指標，不僅展示出了良好的寬帶特性，而且在效率上也有優(yōu)勢。

5 結(jié)論

圖4 匹配電路的S參數(shù)仿真結(jié)果

圖5 整體拓撲結(jié)構(gòu)

圖6 小信號仿真與測試結(jié)果

圖7 漏極效率、輸出功率和增益仿真與測試結(jié)果

表2 本文與近幾年論文中功放主要指標對比

本文基于改進的簡化實頻技術(shù)，采用Cree公司的GaN HEMT器件設計了一款可以覆蓋多個頻段的超寬帶功率放大器。通過將傳統(tǒng)簡化實頻技術(shù)與負載牽引的技術(shù)結(jié)合，在原有TPG優(yōu)化的基礎上，進一步完成阻抗特定區(qū)域的匹配，以實現(xiàn)功放的寬帶化。實測結(jié)果顯示，在0.5～2.7 GHz頻帶內(nèi)，所設計的功放輸出功率為40.0～42.5 dBm，漏極效率達到 64%～75%。實物測試結(jié)果表明了本文將寬帶匹配算法應用于功放的設計，不僅擴展了其工作帶寬，還適當提高了功放的效率，綜合指標取得了較好的效果。