寬中頻CMOS下變頻器單片

楊格亮 李 斌

(中國電子科技集團公司第五十四研究所 石家莊 050081)

1 引言

無線接收機前端本質上是要完成把頻率較高的射頻信號變換成頻率較低的中頻信號的功能，變頻器是完成該功能的重要器件[1—3]。由于線性時不變系統(tǒng)不會在輸出中產(chǎn)生輸入信號中沒有的頻譜分量[4]，所以下變頻器必須要么包含非線性的要么包含時變的元件以完成頻率變換。目前來看，下變頻器的核心主要由非線性元件組成，變頻的原理是將兩個信號在時域中相乘。由于下變頻器是以LO頻率為參考完成RF到IF變換的器件，因此RF與IF的帶寬是兩個不同的概念。大多數(shù)的寬帶下變頻指的是改變LO頻率以適應頻帶較寬的RF信號但IF帶寬相對較窄[5，6]。與寬IF上變頻器相對應[7]，實際上，寬中頻下變頻器在諸如衛(wèi)星通信、天文探測[8—11]等二次變頻接收系統(tǒng)應用中扮演著重要角色。當有源混頻的方案被采用時[8]，需要考慮LO誘導的跨導調制和溝道調制效應受到晶體管漏極偏置和輸出負載阻抗的影響，因為這關系到混頻器IF帶寬的擴展。在文獻[9]中，阻性雙平衡結構被用作混頻核心，RF信號在8.7～17.4 GHz范圍內(nèi)變化時，該混頻器的中頻帶寬被證實高達8.7 GHz。該混頻器的升級版具有17.4～26.1 GHz的RF帶寬[10]。由于集成了LO倍頻器，LO到IF的隔離度得到了改善。但是，大量被用于匹配和雜散抑制的片上無源器件增加了設計的復雜度和成本。一個基于GaAs pHMET工藝設計具有27～33 dBm 輸入3階交調點(Input 3rd-order Intercept Point， IIP3)的高線性下變頻器被證實可以用多柵晶體管(Multiple-Gated TRansistor，MGTR)[11]實現(xiàn)。文中所提出的線性化技術結合了阻性混頻器的最優(yōu)漏極偏置條件和MGTR。但是該電路的高IIP3是在LO功率大于15 dBm的條件下測得的，對于難以產(chǎn)生較大功率的CMOS工藝來說，該線性化技術不能被證明在低LO功率設計條件下是有效的。為了驗證基于CMOS工藝的設計在低LO功率條件下可以同時獲得寬帶RF、低變頻損耗、高隔離度的性能和較小的芯片尺寸，一種工作于毫米波頻段的寬中頻無源雙平衡下變頻器被提出。

2 電路設計

2.1 電路總體結構

寬中頻無源雙平衡下變頻器設計原理如圖1所示。從圖中可以看出，阻性雙平衡結構組成了下變頻器的核心，電路采用LO柵極驅動、RF源極輸入的混頻模式。對于緊湊型的雙平衡無源混頻器來說[12]，考慮到晶圓測試的需要，一對片上無源巴倫被設計用來實現(xiàn)RF和LO端口的單端-差分轉換。為了實現(xiàn)RF端口匹配，RF巴倫的平衡端分別串聯(lián)了電感Lrf1，Lrf2以抵消輸入路徑呈現(xiàn)的容性。因為RF信號從晶體管源極輸入時電路可以等效為共柵結構，故此處可以利用共柵電路的柵極感性化技術拓展RF和IF帶寬、提升(降低)電路的變頻增益(損耗)。由平衡對管漏極輸出的差分IF信號經(jīng)有源巴倫轉換成單端信號后輸出。該變頻器的芯片照片如圖2所示。

圖1 寬中頻無源雙平衡下變頻器設計架構

圖2 寬中頻無源雙平衡下變頻器芯片照片

2.2 片上巴倫設計

片上無源巴倫的實現(xiàn)可采用變壓器[13]、Marchand[14]等結構，其中Marchand結構以其優(yōu)異的寬帶和高頻性能成為設計圖1所示電路的選擇。為了在25～45 GHz的毫米波頻帶內(nèi)完成高平衡度的單端-差分轉換，雙非對稱Marchand結構[15]被用于RF和LO巴倫設計，如圖2所示。由于巴倫兩個平衡端對應的耦合線在耦合方式和耦合線尺寸方面都存在不對稱性，因此設計自由度得到了提升。衡量巴倫平衡度的參數(shù)為

其中，K為耦合因子，θi是耦合線電長度，ui是非對稱耦合線的傳播模因子，i=1， 2; θ0和φ是自由度調節(jié)參數(shù)。由于TSMC 90 nm 1P9M CMOS工藝提供9層金屬使設計自由度進一步擴大，當設計滿足θ0+φ=θ1u2且2θ2u2+2θ0=3θ2u2+θ0+φ時，可以推出S21=—S31，巴倫實現(xiàn)了平衡。設計過程中結合電磁場仿真對巴倫的性能進行優(yōu)化，最終巴倫的不平衡端用M9實現(xiàn)，平衡端用M6實現(xiàn)，如圖3所示。電磁仿真時考慮到了信號焊盤的影響，為了使焊盤對地的寄生電容不過多惡化巴倫的性能，RF和LO信號焊盤下無金屬地連接且優(yōu)化到測試能夠支持的最小尺寸(50 μm×50 μm)。圖3所示巴倫的電磁仿真結果如圖4和圖5所示。

圖4為插入損耗和輸入匹配仿真曲線，可以看出在25～60 GHz頻率范圍內(nèi)，巴倫的插入損耗小于5 dB，輸入回波損耗大于16 dB。圖5為不平衡度仿真曲線，可以看出在25～55 GHz頻率范圍內(nèi)，巴倫的幅度不平衡度小于0.8 dB，相位不平衡度小于2.5°。圖4和圖5的仿真展示出了巴倫良好的帶內(nèi)性能，完全能夠滿足寬帶下變頻器的設計。

圖3 片上巴倫的3-D結構

圖4 巴倫的損耗和輸入匹配仿真

圖5 巴倫的不平衡度仿真

2.3 柵極感性化

柵極感性化技術最早被提出用于提升寬帶低噪聲放大器的增益平坦度和降低噪聲[16]，實際上，這種技術也可以用于混頻器設計以改善其增益、帶寬和隔離度性能。以下內(nèi)容將結合圖6所示的柵極感性化電路等效模型進行分析。由圖6可以看出，該電路的本質是一個從源極輸入的共柵結構。先推導出當Lrf=Llo=0時的基本共柵NMOS晶體管的ABCD矩陣：

其中，A， B， C， D分別為矩陣因子，s為復數(shù)因子，Cgd為柵漏電容，Cgs為柵源電容，gm為NMOS晶體管的跨導。

進一步考慮Lrf，Llo≠0時的情況。根據(jù)圖6所示的連接關系，可以推出電路的反向電壓增益 A′為

圖6 柵極感性化電路及其等效模型

將式(3)中的A， C代入式(4)可得圖6所示電路的前向電壓增益為

其中，ω為角頻率。由式(5)可得電壓增益的幅度為

式(6)中1/|A|為Lrf=Llo=0時共柵NMOS晶體管的前向電壓增益的幅度。很明顯，乘號右邊的分式的數(shù)值隨頻率增加是增加的，這對1/|A|隨頻率增加數(shù)值減小的趨勢產(chǎn)生抵消的作用，這意味著相同增益下帶寬被拓展了。因此，在增加了柵極峰化電感Llo后，中頻帶寬被拓展。另外由式(6)還可以推出，最大增益Gmax＞1/|A|。因此，柵極峰化電感Llo的引入提升了最大增益。最后，因為射頻信號從源極注入，本振信號從柵極注入，Lrf和Llo是串聯(lián)在射頻和本振的信號通路上，具有低通特性，阻礙射頻和本振信號向中頻端口的泄露，所以Lrf和Llo的存在會提升射頻-中頻和本振-中頻的隔離度。

3 測試結果

芯片通過在晶圓方法進行測試，測試儀器包括直流電壓源、矢量網(wǎng)絡分析儀(Agilent N5245A)、信號源和頻譜儀。直流電壓源為電路提供直流偏置，矢量網(wǎng)絡分析儀用來測混頻器的S參數(shù)、NF和變頻損耗，信號源和頻譜儀則用來測IIP3。測試過程中有源巴倫的偏置為：VDD=2.5 V， VG2=0.7 V。測試為分步驟進行，對變頻器來說首先需要確定變頻核心的最優(yōu)柵極偏置電壓，即VG1的最優(yōu)值，該電壓值可以通過測試變頻增益隨VG1的變化得到，測試結果繪制的曲線如圖7所示。可以看出以固定fIF=8 GHz為代表，當VG1在0.35～0.55 V變化時，變頻器的變頻增益較好，其中當VG1=0.45 V時變頻增益最大約為—7.5 dB。其次需要確定能使變頻器工作在良好狀態(tài)的最優(yōu)本振驅動功率，測試結果繪制的曲線如圖8所示。可以看出以固定fIF=8 GHz為代表，當PLO在6～9 dBm變化時，變頻器的變頻增益較好，但考慮到低本振驅動功率的需求，且PLO=4 dBm和PLO=6 dBm時變頻增益僅相差0.1 dB，因此后續(xù)測試均在VG1=0.45 V和PLO=4 dBm條件下進行。

圖7 變頻增益隨柵極偏置電壓變化曲線

圖8 變頻增益隨本振功率變化曲線

變頻增益的頻率響應有兩種結果，一種是固定IF掃RF，如圖9所示，在25～45 GHz的RF頻帶內(nèi)變頻器的增益變化區(qū)間為—7.9～—5.9 dB；另一種是固定LO掃IF，如圖10所示，在0.5～12 GHz的IF頻帶內(nèi)變頻器的增益變化區(qū)間為—8.5～—5.5 dB。此外，圖9和圖10中也加入了仿真結果，通過測試與仿真的對比可以看出仿真與測試整體趨勢相近，由于模型偏差和連接線寄生的存在，高頻處有些許偏差，但在目標頻帶內(nèi)沒有使芯片性能產(chǎn)生很大惡化。圖10中測試結果在10 GHz出現(xiàn)了一個峰值，其原因是柵極電感與柵寄生電阻、柵源、柵漏寄生電容組成的LRC網(wǎng)絡產(chǎn)生諧振，從式(6)可以看出柵極電感的存在會使增益在高頻處產(chǎn)生峰化，進而使中頻帶寬得到拓展。

單邊帶噪聲系數(shù)(NF)的測試與仿真結果如圖11所示，兩者的趨勢較為吻合，在31～45 GHz的RF頻帶內(nèi)，測試NF≤20 dB，最小NF為12.4 dB。各端口隔離度的測試結果如圖12所示，LO-IF， LORF， RF-IF的隔離度分別優(yōu)于42， 50， 43 dB。

下變頻器在接收機中處于低噪聲放大器之后，因此線性度是衡量其綜合性能的重要指標之一，通常通過測試3階交調點來評估。圖13給出了固定IF=8 GHz，測試雙音信號頻率差為50 MHz狀態(tài)下，下變頻器的輸入3階交調點(IIP3)外推結果，為7.6 dBm。

圖9 變頻增益隨RF變化曲線

圖10 變頻增益隨IF變化曲線

圖11 單邊帶噪聲系數(shù)隨RF變化曲線

圖12 端口隔離度隨RF變化曲線

圖13 輸入3階交調點測試結果

表1總結了寬中頻CMOS下變頻器單片的關鍵性能指標，同時近年來一些有代表性的研究成果也被納入進行比較。通過比較可以看出被提出的下變頻器在較低的PLO驅動下獲得了較寬的中頻帶寬和更好的隔離性能卻占用了較小的芯片面積。由于這里的下變頻器以無源結構作為混頻核心，所以電路的變頻增益是負值但能夠控制在—9 dB以內(nèi)。

表1 寬帶下變頻器單片性能總結

4 結束語

一種工作于毫米波頻段的寬中頻下變頻器單片被提出，該變頻器基于無源雙平衡架構被設計并在TSMC 90 nm CMOS工藝平臺進行了流片和測試驗證。測試結果顯示，得益于柵極感性化技術的引入，該下變頻器具有20 GHz的RF帶寬和11.5 GHz的IF帶寬，能夠在較低的LO功率下正常工作，并表現(xiàn)出良好的隔離度和線性性能。