毫米波雷達(dá)前端芯片關(guān)鍵技術(shù)探討

劉 兵 李旭光 傅海鵬 馬凱學(xué)

(天津大學(xué)微電子學(xué)院 天津 300072)

1 引言

得益于可用頻帶寬、分辨率高、芯片尺寸小、較強(qiáng)的穿透性和環(huán)境適應(yīng)性、可支持全天候工作等特性[1]，毫米波雷達(dá)已廣泛應(yīng)用于軍事對(duì)抗/氣象遙感、車載雷達(dá)、醫(yī)療/安檢成像等各個(gè)領(lǐng)域?？紤]到大氣對(duì)電磁波的衰減作用，面向軍事對(duì)抗/氣象遙感的毫米波雷達(dá)通常工作在適合較遠(yuǎn)距離傳輸?shù)拇髿獯翱陬l段，例如Ka波段/W波段[2—4]。國(guó)際劃分的標(biāo)準(zhǔn)車載雷達(dá)工作頻率為24/77/79 GHz頻段[5—8]，而醫(yī)療/安檢成像需要較高的分辨率，通常采用更高的毫米波頻段，例如94 GHz， 140 GHz，220 GHz等頻段[9—16]。

根據(jù)雷達(dá)系統(tǒng)發(fā)射信號(hào)的種類不同，可將雷達(dá)分為脈沖雷達(dá)[9—11]、調(diào)頻連續(xù)波(Frequency Modulated Continuous Wave， FMCW)雷達(dá)[5—8]、調(diào)相連續(xù)波(Phase Modulated Continuous Wave， PMCW)雷達(dá)[17—19]等不同類型。根據(jù)天線控制方式不同，又可將雷達(dá)分為機(jī)械掃描雷達(dá)、相控陣?yán)走_(dá)[12]等。最近，文獻(xiàn)[20]報(bào)道了一款60 GHz毫米波雷達(dá)發(fā)射機(jī)芯片，可支持脈沖、FMCW和PMCW 3種調(diào)制模式，在不同的應(yīng)用場(chǎng)景配置不同的工作模式，可充分利用雷達(dá)在不同調(diào)制模式下的特性?？梢?jiàn)，多功能性也是雷達(dá)系統(tǒng)芯片未來(lái)可能的發(fā)展趨勢(shì)。

全集成毫米波雷達(dá)芯片的基本架構(gòu)如圖1所示，包括發(fā)射機(jī)、接收機(jī)、雷達(dá)信號(hào)源等射頻毫米波組件，中頻處理、A/D轉(zhuǎn)換等基帶處理模擬組件，微控制器、數(shù)字信號(hào)處理等數(shù)字組件。毫米波雷達(dá)芯片的設(shè)計(jì)難點(diǎn)主要集中在高功率寬帶發(fā)射機(jī)、高靈敏度寬帶接收機(jī)、寬帶高精度雷達(dá)信號(hào)源等方面，因此，本文將針對(duì)毫米波雷達(dá)芯片中毫米波放大器的阻抗匹配和功率提高，以及相控陣等關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行探討和綜述。

2 毫米波阻抗匹配技術(shù)

在雷達(dá)的性能指標(biāo)中，距離分辨率(ΔR)是指雷達(dá)可辨別兩個(gè)目標(biāo)之間的最小距離。距離分辨率與雷達(dá)射頻信號(hào)帶寬(B)的關(guān)系可表示為[21]

其中，c為真空中的光速，即3×108m/s?？梢?jiàn)，距離分辨率由雷達(dá)射頻信號(hào)帶寬直接決定，且與雷達(dá)射頻信號(hào)帶寬成反比，要實(shí)現(xiàn)更高的距離分辨率，則需要提高雷達(dá)的射頻信號(hào)帶寬。例如，79 GHz汽車?yán)走_(dá)頻段(77～81 GHz)具有4 GHz射頻帶寬，距離分辨率可達(dá)3.75 cm。而文獻(xiàn)[16]中的FMCW雷達(dá)具有100 GHz射頻帶寬，其距離分辨率可提高至1.5 mm。

在毫米波雷達(dá)芯片中，射頻信號(hào)帶寬主要由射頻毫米波組件直接決定，提高射頻毫米波組件尤其是毫米波放大器的工作帶寬是實(shí)現(xiàn)更高距離分辨率的必經(jīng)途徑。在毫米波寬帶放大器中，常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是分布式結(jié)構(gòu)和多級(jí)放大器結(jié)構(gòu)。分布式結(jié)構(gòu)雖然可實(shí)現(xiàn)較寬的帶寬，但具有較高的功耗和較大的芯片面積，從而在毫米波雷達(dá)中較為少見(jiàn)。多級(jí)放大器結(jié)構(gòu)的帶寬主要受到各個(gè)節(jié)點(diǎn)的寄生電容和匹配電路的影響，匹配電路的帶寬響應(yīng)是拓展毫米波放大器帶寬的關(guān)鍵。

2.1 LC型寬帶級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)

圖1 全集成毫米波雷達(dá)芯片基本架構(gòu)

傳統(tǒng)的級(jí)間匹配電路結(jié)構(gòu)為L(zhǎng)C型匹配網(wǎng)絡(luò)，如圖2所示，包括L型[22，23]，π型[24]，T型[25—27]，LT混合型[28，29]，耦合T型[30，32]等等。如圖2(a)所示，L型網(wǎng)絡(luò)是最簡(jiǎn)單實(shí)用的匹配網(wǎng)絡(luò)，只采用兩個(gè)電抗元件(電感或者電容)即可實(shí)現(xiàn)一定范圍內(nèi)的阻抗變換，但一個(gè)L型網(wǎng)絡(luò)通常只產(chǎn)生1個(gè)極點(diǎn)，放大器只會(huì)產(chǎn)生1個(gè)增益峰值，因此需要配合多級(jí)放大電路結(jié)構(gòu)和參差調(diào)諧技術(shù)才能實(shí)現(xiàn)較寬的工作帶寬，如文獻(xiàn)[22]采用5級(jí)共源共柵結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)的放大器帶寬為88.5～110 GHz，文獻(xiàn)[23]采用8級(jí)共源結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)的放大器帶寬為101.5～142.1 GHz。

在L型網(wǎng)絡(luò)中增加1個(gè)電抗元件，即可形成π型和T型匹配網(wǎng)絡(luò)，如圖2(b)、圖2(c)所示。額外增加的1個(gè)調(diào)整變量，使得π型、T型匹配網(wǎng)絡(luò)可能形成2個(gè)增益峰值，從而拓展了放大器的帶寬響應(yīng)。文獻(xiàn)[24]采用新型傳輸線和高Q值電容構(gòu)成π型匹配網(wǎng)絡(luò)，在60 GHz頻段實(shí)現(xiàn)18 GHz的帶寬和13.8 dB的增益。文獻(xiàn)[25]詳細(xì)分析了T型匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換過(guò)程，并基于T型匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)了70～140 GHz低噪聲放大器，證明了T型匹配網(wǎng)絡(luò)在低噪聲放大器帶寬拓展中的有效性。在更高的工作頻率，比如在D波段(110～170 GHz)中，也常采用T型匹配網(wǎng)絡(luò)來(lái)實(shí)現(xiàn)寬帶放大器[26，27]。結(jié)合L型網(wǎng)絡(luò)和T型網(wǎng)絡(luò)形成的L-T混合型網(wǎng)絡(luò)如圖2(d)所示，更多的可調(diào)變量使其帶寬拓展效果更好[28，29]，但過(guò)多的匹配元件會(huì)增加匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗和芯片面積。

由于T型匹配網(wǎng)絡(luò)中存在2～3個(gè)電感，當(dāng)工作頻率不夠高時(shí)，芯片面積會(huì)比較大，因此文獻(xiàn)[30]提出在T型匹配網(wǎng)絡(luò)中引入變壓器耦合，可進(jìn)一步減小芯片的面積，如圖2(e)所示。文獻(xiàn)[31]深入分析了耦合T型結(jié)構(gòu)A的帶寬拓展原理，認(rèn)為耦合電感將零點(diǎn)移動(dòng)至較低的頻率抵消了其他無(wú)用極點(diǎn)的影響，從而提高了工作帶寬，并采用SiGe Bi-CMOS工藝實(shí)現(xiàn)了22～47 GHz低噪聲放大器，峰值增益22.2 dB。根據(jù)電感耦合位置的不同，又可產(chǎn)生耦合T型結(jié)構(gòu)B，如圖2(f)所示。文獻(xiàn)[32]詳細(xì)對(duì)比了耦合T型結(jié)構(gòu)中不同耦合位置、電感值、耦合系數(shù)的帶寬拓展效果，最終認(rèn)為耦合T型結(jié)構(gòu)B具有更好的帶寬拓展效果。

圖2 LC型寬帶級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)

2.2 變壓器反饋技術(shù)

在采用LC型匹配網(wǎng)絡(luò)的放大器中，放大器的級(jí)數(shù)越多，可能實(shí)現(xiàn)的工作帶寬越寬，但放大器級(jí)數(shù)過(guò)多會(huì)帶來(lái)功耗和芯片面積等問(wèn)題[22，23]。在毫米波頻段，另一個(gè)提高增益和帶寬的有效途徑是跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)，通過(guò)提高高頻段的增益、抑制低頻段增益來(lái)實(shí)現(xiàn)較寬的工作帶寬。變壓器反饋技術(shù)在跨導(dǎo)增強(qiáng)和噪聲降低中發(fā)揮了至關(guān)重要的作用，一方面變壓器具有較小的芯片面積，另一方面通過(guò)磁耦合可以實(shí)現(xiàn)各種不同結(jié)構(gòu)的反饋路徑。根據(jù)變壓器初級(jí)線圈、次級(jí)線圈的位置不同，變壓器反饋技術(shù)可以形成多種不同的電路結(jié)構(gòu)，如圖3所示。

晶體管的柵漏交疊電容Cgd是CMOS工藝中一個(gè)不可避免的寄生參數(shù)，該電容在晶體管的柵極和漏極之間形成一個(gè)耦合通路，降低了晶體管的增益和反向隔離度，同時(shí)還降低了晶體管的截止頻率。因此，文獻(xiàn)[33]和文獻(xiàn)[34]提出了基于變壓器反饋的方式來(lái)減弱電容Cgd的不良影響，即在共源極放大結(jié)構(gòu)的源極電感Ls和漏極電感Ld之間引入磁耦合k，如圖3(a)所示。

與共源極結(jié)構(gòu)相比，共源共柵結(jié)構(gòu)/多重堆疊結(jié)構(gòu)在毫米波頻段具有更高的增益和更高的輸入輸出隔離度，但需要更高的電源電壓、具有更高的噪聲系數(shù)。為了降低噪聲系數(shù)和電源電壓，文獻(xiàn)[35]提出將共源共柵結(jié)構(gòu)拆分為共源極和共柵極的兩級(jí)放大器架構(gòu)，并通過(guò)變壓器耦合連接，其基本結(jié)構(gòu)如圖3(b)所示，基于此結(jié)構(gòu)，文獻(xiàn)[35]實(shí)現(xiàn)了46～63 GHz和29～44 GHz低噪聲放大器。基于變壓器反饋的噪聲降低結(jié)構(gòu)雖然可以改善噪聲系數(shù)，但是對(duì)增益沒(méi)有明顯的提高作用。文獻(xiàn)[36]基于噪聲降低結(jié)構(gòu)，巧妙地將共源結(jié)構(gòu)和共柵結(jié)構(gòu)級(jí)聯(lián)轉(zhuǎn)變?yōu)閮杉?jí)共源結(jié)構(gòu)級(jí)聯(lián)，并在第1級(jí)共源結(jié)構(gòu)的漏極電感和第2級(jí)共源結(jié)構(gòu)的源極電感之間引入變壓器耦合，形成了共源跨導(dǎo)增強(qiáng)結(jié)構(gòu)，并利用第2級(jí)共源結(jié)構(gòu)的柵極電感形成極點(diǎn)調(diào)控，拓展了放大器的帶寬響應(yīng)，其基本結(jié)構(gòu)如圖3(c)所示。文獻(xiàn)[36]對(duì)此CS跨導(dǎo)增強(qiáng)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了詳細(xì)的理論分析，并實(shí)現(xiàn)了54.4～90 GHz低噪聲放大器，進(jìn)一步驗(yàn)證了該結(jié)構(gòu)在共源極放大器中具有較好的帶寬拓展和噪聲降低效果。

在毫米波及以上頻段，更高的增益使得共源共柵結(jié)構(gòu)比共源極結(jié)構(gòu)具有更大的應(yīng)用潛力，但更多的寄生效應(yīng)也是共源共柵結(jié)構(gòu)需要考慮的問(wèn)題。在共源共柵結(jié)構(gòu)中，在共柵極晶體管的柵極串聯(lián)電感可以提高增益響應(yīng)，但也會(huì)帶來(lái)不穩(wěn)定的風(fēng)險(xiǎn)[37]。文獻(xiàn)[37]采用零極點(diǎn)法詳細(xì)分析了柵極電感的極點(diǎn)調(diào)控現(xiàn)象，隨著柵極電感的增加，在高頻處引入的極點(diǎn)會(huì)往低頻移動(dòng)，形成兩個(gè)極點(diǎn)并產(chǎn)生兩個(gè)增益峰值，工作帶寬被展寬了但是增益平坦度較差，同時(shí)穩(wěn)定性不能保證。如圖3(d)所示，結(jié)合極點(diǎn)調(diào)控結(jié)構(gòu)和漏極-源極之間的變壓器負(fù)反饋技術(shù)，在不增加芯片面積和功耗的情況下，也可實(shí)現(xiàn)寬帶的平坦增益響應(yīng)和絕對(duì)的穩(wěn)定性，文獻(xiàn)[37]基于此結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了62.5～92.5 GHz低噪聲放大器，最大增益為18.5 dB。文獻(xiàn)[38，39]則采用漏極電感和柵極電感之間的變壓器負(fù)反饋來(lái)改善平坦度和穩(wěn)定性，如圖3(e)所示。

圖3 基于變壓器反饋技術(shù)的各種結(jié)構(gòu)

2.3 基于變壓器的高階耦合諧振腔

較強(qiáng)的抗干擾能力和共模信號(hào)抑制能力促使差分電路廣泛應(yīng)用于毫米波放大器設(shè)計(jì)中，文獻(xiàn)[40]提出了基于片上變壓器的阻抗匹配和功率合成技術(shù)后，基于變壓器的高階耦合諧振腔技術(shù)在差分毫米波功率放大器設(shè)計(jì)中被大量研究和應(yīng)用。圖4(a)所示為4階耦合諧振腔的等效電路原理圖，該網(wǎng)絡(luò)在不同耦合系數(shù)下的頻率響應(yīng)如圖4(b)所示，具有耦合強(qiáng)度越大、帶寬越寬、帶內(nèi)紋波越高的變化規(guī)律。

文獻(xiàn)[41]利用變壓器耦合諧振腔匹配技術(shù)，并使用諾頓變換來(lái)最大限度地減少匹配元件的數(shù)量，實(shí)現(xiàn)了40～67 GHz功率放大器。文獻(xiàn)[42]中推導(dǎo)了變壓器的匹配方程和設(shè)計(jì)方法，為變壓器匹配設(shè)計(jì)提供了流程指導(dǎo)，并實(shí)現(xiàn)了57～66 GHz功率放大器。文獻(xiàn)[43—45]深入討論了電容耦合、電感耦合、磁耦合(變壓器耦合)、磁耦合加電容耦合共4種4階耦合諧振腔的匹配效果，雖然4種耦合諧振腔均可以通過(guò)產(chǎn)生2對(duì)復(fù)數(shù)極點(diǎn)來(lái)提高帶寬，但文獻(xiàn)[44]通過(guò)理論公式推導(dǎo)和仿真分析對(duì)比，最終證明4階磁耦合即基于變壓器的4階耦合諧振腔具有更寬的頻率響應(yīng)。

文獻(xiàn)[41]的放大器多工作在AB類或者A類模式，基于變壓器的耦合諧振腔結(jié)構(gòu)在C類、F/逆F類放大器中也被證明具有較好的匹配效果[46，47]。文獻(xiàn)[46]提出了一種新型的片上變壓器Doherty功率合成網(wǎng)絡(luò)，該變壓器功率合成網(wǎng)絡(luò)可以有效降低功率回退下的阻抗變換比，從而提高帶寬和功率合成效率，在28/37/39 GHz分別實(shí)現(xiàn)了飽和輸出功率為16.8/17.1/17 dBm。文獻(xiàn)[47]提出了基于變壓器的連續(xù)模式諧波調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)為基波、2階和3階諧波阻抗提供適當(dāng)?shù)闹C波阻抗終端，從而實(shí)現(xiàn)了飽和輸出功率的1 dB帶寬為23.5～41 GHz，峰值效率為43.2%。

在毫米波低噪聲放大器中，基于變壓器的耦合諧振腔同樣被證明具有較好的匹配效果[48—50]。文獻(xiàn)[48]利用耦合強(qiáng)度越大、帶寬越寬的規(guī)律，采用強(qiáng)耦合諧振腔產(chǎn)生兩個(gè)極點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了28/37 GHz并發(fā)的雙頻低噪聲放大器。文獻(xiàn)[49]將基于變壓器的耦合諧振腔結(jié)構(gòu)應(yīng)用于單端低噪聲放大器電路中，同樣實(shí)現(xiàn)了寬帶的頻率響應(yīng)。寬帶毫米波低噪聲放大器的性能對(duì)比如表1所示。

3 輸出功率提高技術(shù)

當(dāng)目標(biāo)受到雷達(dá)發(fā)射電磁波的照射時(shí)，將對(duì)所截獲的雷達(dá)電磁波再次輻射，因而將產(chǎn)生目標(biāo)散射回波。散射功率的大小與目標(biāo)所在點(diǎn)的發(fā)射功率密度以及目標(biāo)本身的電磁特性有關(guān)。雷達(dá)接收的回波功率大小可由雷達(dá)方程式(2)表示[21]

根據(jù)式(2)和雷達(dá)接收機(jī)的靈敏度Psmin可獲得雷達(dá)的最大可工作距離Rmax為[21]

其中，PT和PR是發(fā)射和接收功率，GT和GR是發(fā)射天線增益和接收天線增益，λ0是雷達(dá)射頻信號(hào)的波長(zhǎng)，R是雷達(dá)和目標(biāo)之間的距離，δ是目標(biāo)的雷達(dá)散射截面(Radar Cross Section， RCS)，L是雷達(dá)收發(fā)機(jī)總的額外損耗。

圖4 基于變壓器的4階耦合諧振腔

由式(3)可知，在雷達(dá)檢測(cè)目標(biāo)、收發(fā)天線、工作環(huán)境一定的情況下，提高雷達(dá)最大可工作距離Rmax的直接有效途徑是：(1)提高雷達(dá)接收機(jī)的靈敏度；(2)增大雷達(dá)發(fā)射機(jī)的發(fā)射功率。通過(guò)大規(guī)模雷達(dá)芯片陣列的方式，可明顯提高雷達(dá)的最大可工作距離Rmax，但仍然會(huì)受限于毫米波雷達(dá)單芯片的性能。在毫米波雷達(dá)芯片層面，提高雷達(dá)接收機(jī)的靈敏度需要通過(guò)提高低噪聲放大器的增益和線性度、降低低噪聲放大器的噪聲系數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)，例如采用前文所提的跨導(dǎo)提高技術(shù)和噪聲降低技術(shù)。而要增大雷達(dá)發(fā)射機(jī)的發(fā)射功率，則需要提高毫米波功率放大器芯片的飽和輸出功率(saturated output power， Psat)。鑒于先進(jìn)半導(dǎo)體工藝中晶體管的擊穿電壓有限，尤其是先進(jìn)硅基工藝，例如，65 nm CMOS工藝的標(biāo)準(zhǔn)電源電壓為1.2 V，這限制了晶體管的輸出電壓擺幅，從而限制了功率放大器的飽和輸出功率。因此，在毫米波功率放大器中，常采用晶體管堆疊技術(shù)和多路功率合成技術(shù)來(lái)提高放大器的輸出功率。

3.1 晶體管堆疊技術(shù)

在功率放大器設(shè)計(jì)中，最常規(guī)的結(jié)構(gòu)為單個(gè)晶體管結(jié)構(gòu)，如圖5(a)所示，在晶體管功率密度足夠高的情況下，單個(gè)晶體管結(jié)構(gòu)即可滿足設(shè)計(jì)需求，例如晶體管擊穿電壓非常高的GaN工藝。在硅基工藝中，由于晶體管擊穿電壓和功率密度的限制，單個(gè)晶體管結(jié)構(gòu)遠(yuǎn)不能滿足功率放大器的需求，因此首先考慮并聯(lián)多個(gè)晶體管來(lái)提高輸出電流的擺幅。如圖5(b)所示是并聯(lián)m個(gè)晶體管的結(jié)構(gòu)，每個(gè)晶體管的尺寸和偏置條件與圖5(a)完全相同，因此該結(jié)構(gòu)的輸出電流是單個(gè)晶體管的m倍，即輸出功率提高為單個(gè)晶體管的m倍，但最優(yōu)負(fù)載阻抗也降低為單個(gè)晶體管最優(yōu)負(fù)載阻抗的1/m。并聯(lián)的晶體管個(gè)數(shù)越多，則并聯(lián)結(jié)構(gòu)的最優(yōu)負(fù)載阻抗越小，同時(shí)晶體管并聯(lián)結(jié)構(gòu)在毫米波頻段會(huì)引入更大的寄生參數(shù)，這將會(huì)降低輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬和效率，因此，在毫米波頻段，晶體管的并聯(lián)個(gè)數(shù)受到限制。

另外一個(gè)有效途徑是提高輸出電壓的擺幅，即采用n個(gè)晶體管堆疊的結(jié)構(gòu)，如圖5(c)所示，每個(gè)晶體管的尺寸和偏置條件與圖5(a)完全相同。理論上，該結(jié)構(gòu)的輸出電壓擺幅是單個(gè)晶體管的n倍，即輸出功率提高為單個(gè)晶體管的n倍，最優(yōu)負(fù)載阻抗也是單個(gè)晶體管的n倍，因此降低了輸出匹配的難度。堆疊的晶體管個(gè)數(shù)越多，偏置網(wǎng)絡(luò)和偏置狀態(tài)越復(fù)雜，晶體管互聯(lián)結(jié)構(gòu)在毫米波頻段的寄生參數(shù)越大，諧波效應(yīng)也越明顯，這無(wú)疑增加了功率放大器的設(shè)計(jì)難度，因此，在毫米波頻段，晶體管的堆疊個(gè)數(shù)也受到限制。通過(guò)堆疊n層晶體管、每層晶體管并聯(lián)m個(gè)方式，可以進(jìn)一步提供堆疊結(jié)構(gòu)的輸出功率，合適地選擇晶體管的并聯(lián)個(gè)數(shù)和堆疊個(gè)數(shù)，才能實(shí)現(xiàn)高輸出功率、高效率的毫米波功率放大器[51]。

表1 寬帶毫米波低噪聲放大器性能對(duì)比

圖5 3種功率放大器基本結(jié)構(gòu)對(duì)比[51]

BJT與MOSFET的工作模式大有不同，晶體管堆疊技術(shù)需要考慮非線性特性、偏置等的不同影響。文獻(xiàn)[52]詳細(xì)分析了SiGe BiCMOS工藝中HBT晶體管非理想性、版圖寄生效應(yīng)、低Q值片上無(wú)源器件等對(duì)堆疊結(jié)構(gòu)功率放大器性能的影響，在W波段設(shè)計(jì)了常規(guī)結(jié)構(gòu)、2重堆疊和3重堆疊E類功率放大器，分別實(shí)現(xiàn)了輸出功率為19.5 dBm， 22 dBm，23.3 dBm。在CMOS工藝中，文獻(xiàn)[53]采用3重堆疊結(jié)構(gòu)和基于變壓器的電壓型功率合成網(wǎng)絡(luò)，在60 GHz實(shí)現(xiàn)了22.8 dBm的飽和輸出功率和15.9%的峰值效率(Power Added Efficiency， PAE)。在CMOS SOI工藝中，由于晶體管的襯底電位的可控性，多重堆疊的功率提高效果比CMOS工藝中明顯，文獻(xiàn)[54]和文獻(xiàn)[55]采用4重堆疊結(jié)構(gòu)在41 GHz和29 GHz實(shí)現(xiàn)的飽和輸出功率分別為21.6 dBm和24.8 dBm。

3.2 多路功率合成技術(shù)

在毫米波頻段，各種寄生效應(yīng)和晶體管諧波效應(yīng)會(huì)導(dǎo)致堆疊通路上各個(gè)節(jié)點(diǎn)的電壓、電流相位不一致，使得堆疊式功率放大器的效率和線性度受到一定的限制。而多路功率合成技術(shù)在輸出功率、效率和線性度之間具有更好的平衡效果，也更容易額外增加補(bǔ)償手段來(lái)提高功率放大器的效率和線性度，如圖6所示為常用的4種功率合成結(jié)構(gòu)[56]。如圖6(a)所示，Wilkinson合成器利用1/4波長(zhǎng)傳輸線的阻抗變換特性和隔離電阻來(lái)實(shí)現(xiàn)較好的端口隔離和功率合成效率，在GaN和GaAs等工藝中廣泛使用[57—58]。如圖6(b)所示的零度合成器則利用零度相位差的關(guān)系，在滿足布局約束和阻抗變換要求的情況下可以使用任意線長(zhǎng)的傳輸線，相比于Wilkinson合成器，顯著地減小了合成器的尺寸和插入損耗[59，60]。如圖6(c)和圖6(d)所示的串聯(lián)/并聯(lián)變壓器合成網(wǎng)絡(luò)則因其高傳輸效率和緊湊尺寸而在CMOS工藝中廣泛使用[61，63]。

圖6 4種功率合成結(jié)構(gòu)對(duì)比[56]

文獻(xiàn)[56]在GaN工藝中結(jié)合4路傳統(tǒng)Wilkinson合成器和Lange耦合器，在95 GHz頻段實(shí)現(xiàn)了37.8 dBm的飽和輸出功率和18.3%的峰值效率。文獻(xiàn)[58]則取消了隔離電阻，僅采用1/4波長(zhǎng)線完成16路功率合成，在68～91 GHz頻段實(shí)現(xiàn)了峰值27.3 dBm的飽和輸出功率。文獻(xiàn)[60]結(jié)合分布式有源變壓器和8:1零度合成器完成24個(gè)單元功率放大器的功率合成，在60 GHz實(shí)現(xiàn)了30.1 dBm的飽和輸出功率和20.8%的峰值效率，代表硅基工藝的輸出功率在該頻段的最高水平。文獻(xiàn)[61—63]分析了串/并聯(lián)變壓器在2路、4路差分放大器中的功率合成效果，文獻(xiàn)[62]利用基于變壓器耦合的串-并聯(lián)功率合成網(wǎng)絡(luò)，結(jié)合晶體管尺寸優(yōu)化和版圖布局優(yōu)化，在70.3～85.5 GHz內(nèi)實(shí)現(xiàn)了飽和輸出功率為20.9 dBm、峰值效率為22.3%的功率放大器?？偟膩?lái)說(shuō)，在2路或者4路功率合成中，串/并聯(lián)變壓器結(jié)構(gòu)結(jié)合差分放大器可以實(shí)現(xiàn)較好的功率合成效果和較小的芯片尺寸，但在8路及以上的功率合成中，Wilkinson合成器和零度合成器的優(yōu)勢(shì)更加突出。寬帶、高功率毫米波功率放大器的性能對(duì)比如表2所示。

表2 寬帶、高功率毫米波功率放大器性能對(duì)比

4 相控陣技術(shù)

傳統(tǒng)機(jī)械掃描雷達(dá)的波束掃描通過(guò)天線的機(jī)械轉(zhuǎn)動(dòng)來(lái)實(shí)現(xiàn)，相控陣技術(shù)出現(xiàn)后，相控陣?yán)走_(dá)通過(guò)控制每個(gè)天線單元發(fā)射或接收電信號(hào)的幅度或相位信息來(lái)改變陣列等效波束的方向和強(qiáng)度，從而大大提高了雷達(dá)波束掃描的靈活性和可控性。與單個(gè)接收通道相比，N個(gè)相控陣接收通道可以將接收機(jī)的靈敏度提高10lg(N) dB。與單個(gè)發(fā)射通道相比，N個(gè)相控陣發(fā)射通道可以將發(fā)射機(jī)的有效全向輻射功率(Equivalent Isotropically Radiated Power，EIRP)提高20lg(N) dB。因此，相控陣技術(shù)可以降低對(duì)接收單通道噪聲系數(shù)和發(fā)射單通道輸出功率的要求，是大規(guī)模毫米波雷達(dá)陣列芯片中的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。

如圖7所示，根據(jù)移相功能的實(shí)現(xiàn)路徑和位置不同，可以將相控陣分為中頻移相結(jié)構(gòu)、本振移相結(jié)構(gòu)、射頻移相結(jié)構(gòu)和數(shù)字移相結(jié)構(gòu)。射頻移相結(jié)構(gòu)的幅度和相位控制在射頻路徑完成，并且僅需要一個(gè)混頻器和本振信號(hào)源，因而具有較小的芯片面積和功耗，適用于大規(guī)模陣列芯片，但移相器的插入損耗和移相誤差在毫米波頻段需要慎重考慮。本振移相結(jié)構(gòu)的相位控制在本振路徑完成，混頻器的存在使得本振路徑的失配和插損不會(huì)直接影響系統(tǒng)的信噪比，因而降低了移相器的設(shè)計(jì)難度，但每個(gè)路徑均需要混頻器和本振信號(hào)源，這加大了系統(tǒng)的芯片面積、功耗和復(fù)雜度，因此該結(jié)構(gòu)適用于小規(guī)模的陣列芯片。中頻移相器和中頻信號(hào)合成網(wǎng)絡(luò)的較大芯片面積使得中頻移相結(jié)構(gòu)具備的競(jìng)爭(zhēng)力不足。雖然數(shù)字移相結(jié)構(gòu)的每個(gè)路徑也需要混頻器和本振信號(hào)源，但信號(hào)的合成、幅度/相位控制均由數(shù)字處理器完成，使得該架構(gòu)非常靈活，具有較好的可拓展性，因而近年來(lái)也逐漸受到關(guān)注，毫米波移相器性能對(duì)比如表3所示。

作為相控陣技術(shù)的相位控制核心，毫米波移相器是毫米波相控陣芯片的設(shè)計(jì)難點(diǎn)之一。移相器的移相范圍、移相精度和誤差決定了相控陣芯片的波束控制能力，移相器的插損對(duì)相控陣芯片的信噪比、功耗、線性度等也有較大影響。

常用的毫米波移相器結(jié)構(gòu)為無(wú)源移相結(jié)構(gòu)，如圖8(a)～圖8(c)所示，因?yàn)槠渚哂辛阒绷鞴暮透呔€性度等特點(diǎn)而被廣泛采用。如圖8(a)和圖8(b)所示為開(kāi)關(guān)切換型移相器[64，65]，開(kāi)關(guān)晶體管導(dǎo)通和關(guān)斷情況下，電路等效為不同的高通、低通網(wǎng)絡(luò)，從而實(shí)現(xiàn)移相功能。如圖8(c)所示為反射型移相器，由正交耦合器和兩個(gè)相同的可調(diào)無(wú)源反射負(fù)載組成。流行的可調(diào)反射負(fù)載拓?fù)浒烧{(diào)電容、串并聯(lián)LC諧振器、LC多重諧振器、變壓器多重諧振器等[66—69]，調(diào)整反射負(fù)載的阻抗即可獲得所需的移相范圍和移相精度。

在毫米波頻段，無(wú)源器件的寄生效應(yīng)明顯，因此開(kāi)關(guān)切換型和反射型無(wú)源移相結(jié)構(gòu)很難實(shí)現(xiàn)小于2°的移相精度，同時(shí)毫米波移相器的插損隨著工作頻率的提高而增大，系統(tǒng)中需要提供額外的增益補(bǔ)償電路。矢量合成結(jié)構(gòu)解決了傳統(tǒng)無(wú)源移相結(jié)構(gòu)中移相精度不夠高的問(wèn)題，在需要較高移相精度的毫米波相控陣芯片被廣泛采用?；镜氖噶亢铣山Y(jié)構(gòu)如圖8(d)所示，包括正交信號(hào)產(chǎn)生器、矢量合成器和輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)[70]。矢量合成器需要對(duì)輸入的正交信號(hào)進(jìn)行加權(quán)矢量合成，通常采用無(wú)源可變?cè)鲆娣糯笃鱗70](無(wú)源矢量合成結(jié)構(gòu))和有源可變?cè)鲆娣糯笃鱗71](有源矢量合成結(jié)構(gòu))實(shí)現(xiàn)。無(wú)源矢量合成結(jié)構(gòu)具有較好的移相誤差和線性度，但仍然具有較大的插損。有源矢量合成結(jié)構(gòu)雖然同時(shí)解決了移相精度和插損的問(wèn)題，但線性度和功耗等需要折中考慮。在相位誤差和移相精度要求較高的系統(tǒng)中，通常采用更多位相位控制來(lái)進(jìn)行相位補(bǔ)償和相位篩選[71—73]，這也是高精度毫米波移相器的未來(lái)發(fā)展方向。

圖7 4種不同的相控陣結(jié)構(gòu)(以接收機(jī)為例)

表3 毫米波移相器性能對(duì)比

5 結(jié)束語(yǔ)

高分辨率、小芯片尺寸、強(qiáng)環(huán)境適應(yīng)能力等特性使得毫米波雷達(dá)廣泛應(yīng)用在不同軍民領(lǐng)域中。毫米波雷達(dá)的距離分辨率和最大可工作距離通常受雷達(dá)射頻信號(hào)帶寬和發(fā)射功率的限制。因此，本文針對(duì)毫米波雷達(dá)前端芯片中阻抗匹配、噪聲降低、功率提升、相位控制等設(shè)計(jì)難點(diǎn)的關(guān)鍵解決技術(shù)進(jìn)行探討和綜述。

圖8 3種不同的毫米波移相器結(jié)構(gòu)

在阻抗匹配方面，LC型寬帶級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)配合多級(jí)放大器結(jié)構(gòu)，可以實(shí)現(xiàn)較高的增益和帶寬，多應(yīng)用于單端電路中。而基于變壓器的反饋技術(shù)和高階耦合諧振腔技術(shù)在提高帶寬、降低噪聲和減小芯片面積方面均有獨(dú)特的優(yōu)勢(shì)，是毫米波低噪聲放大器和功率放大器在帶寬提高方面的研究熱點(diǎn)。在功率提高方面，堆疊技術(shù)和多路合成技術(shù)是兩個(gè)重要的發(fā)展方向，基于變壓器的多路合成結(jié)構(gòu)在合成效率優(yōu)化、諧波阻抗匹配等方面的靈活性更強(qiáng)，但Wilkinson合成器和零度合成器在16路以上合成以及在毫米波高頻段功率放大器中損耗低、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的優(yōu)勢(shì)更為明顯。在相控陣技術(shù)方面，開(kāi)關(guān)切換型結(jié)構(gòu)適用于移相精度要求不高、線性度要求高的系統(tǒng)，反射型結(jié)構(gòu)適用于相位需要電壓連續(xù)控制的系統(tǒng)，而矢量合成移相器更適用于高精度相位控制系統(tǒng)。結(jié)合相控陣技術(shù)的大規(guī)模毫米波雷達(dá)陣列，在逐漸往具有更寬工作帶寬的毫米波高頻段發(fā)展，是毫米波雷達(dá)芯片今后的一個(gè)發(fā)展趨勢(shì)。