低壓配電網(wǎng)中的新型功率變換器

樓航船，鄧少立，劉潤鵬

（1.華南理工大學(xué)電力學(xué)院，廣東廣州 510640；2.易事特集團(tuán)股份有限公司，廣東東莞 523808）

近年來，儲能系統(tǒng)被廣泛應(yīng)用于低壓直流配電網(wǎng)中，以補(bǔ)償發(fā)電與用電之間的功率不平衡。雙向DC-DC 變換器作為高壓直流母線與儲能元件之間的交互接口是儲能系統(tǒng)所必需的[1-5]。其中，隔離雙向DC-DC 變換器因其電壓轉(zhuǎn)換增益可通過變壓器的匝比實(shí)現(xiàn)靈活調(diào)節(jié)的優(yōu)點(diǎn)，所以成為當(dāng)前研究的熱點(diǎn)。但其泄漏電感和寄生電容的存在，功率器件會產(chǎn)生電壓或電流尖峰[6]。

在隔離雙向DC-DC 變換器中，電壓型雙向全橋隔離DC-DC 變換器因其高功率密度、零電壓開通(ZVS)、級聯(lián)或并聯(lián)模塊方便等優(yōu)點(diǎn)而受到越來越多的關(guān)注[7-8]。但電壓型結(jié)構(gòu)因其電流紋波較大，儲能系統(tǒng)壽命大大降低的缺點(diǎn)，在儲能系統(tǒng)中并不適用[9]。研究人員又提出了一系列電流型雙向全橋隔離DC-DC 變換器的模型[10-11]。另外，研究人員在電流型結(jié)構(gòu)中引入了多相交錯技術(shù)，進(jìn)一步減小了儲能側(cè)的電流紋波和濾波器的尺寸[12-13]。然而，隨著電源開關(guān)和控制變量數(shù)目的增加，控制策略變得更加復(fù)雜。

針對低壓直流配電網(wǎng)中的儲能系統(tǒng)，文中提出了一種采用雙等寬PWM 加移相控制的新型雙向DC-DC 變換器。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用了電流倍壓器和電壓倍壓器這兩個倍壓單元，即使變壓器的匝比不高，也能獲得高電壓增益，并在低壓側(cè)采用電流型結(jié)構(gòu)交錯輸入的方式，減小了電流紋波。同時，該變換器采用雙等寬PWM 加移相控制，實(shí)現(xiàn)了電壓匹配與雙向功率流動之間的解耦。因此，該控制結(jié)構(gòu)簡單，易于實(shí)現(xiàn)。

1 工作原理與性能分析

該變換器的電路圖如圖1 所示。在低壓側(cè)，輸入側(cè)電感L1和L2相同，可等價(jià)為兩個恒定的電流源；Cc是鉗位電容；Lr為低壓側(cè)的等效電感。在高壓側(cè)，采用T 型三電平橋臂，Lm是等效勵磁電感；Cu和Cd是鉗位電容。變壓器一次側(cè)電壓用uab表示，二次側(cè)電壓用ucd表示。Boost 模式被定義為功率從低壓側(cè)流向高壓側(cè)，反之則為Buck 模式。

圖1 所提出變換器的電路圖

1.1 工作原理

D代表低壓側(cè)開關(guān)管Q1（或Q2）的占空比。Q1管的驅(qū)動信號滯后Q2管180°，并且Q1、Q2的驅(qū)動信號分別與Q1a、Q2a互補(bǔ)。S3（或S4）的占空比與Q1（或Q2）的占空比相同。S3的驅(qū)動信號也滯后于S4180°，并且S3和S4的驅(qū)動信號分別與S1和S2互補(bǔ)。φ代表一次側(cè)電壓uab和二次側(cè)電壓ucd之間的移相角。

當(dāng)?shù)蛪簜?cè)輸入電壓V1變化時，通過調(diào)節(jié)占空比D，可以實(shí)現(xiàn)變壓器高低壓側(cè)電壓匹配Vo=nV2/2，有效減少了環(huán)流，提高了變換器的效率。功率P隨占空比D和移相角φ的改變而改變。當(dāng)0 ＜φ＜2π(D-0.5)時，穩(wěn)態(tài)下的驅(qū)動信號、變壓器原邊電壓uab、副邊電壓ucd、漏感電流iLr和勵磁電感電流iLm的工作波形圖如圖2 所示。

圖2 0 ＜φ ＜2π(D-0.5)時工作波形圖

其半個周期的工作狀態(tài)的具體分析如下：

模態(tài)一（在θ0之前）：Q1、Q2a、S2、S3導(dǎo)通，由于實(shí)現(xiàn)了高低壓側(cè)的電壓匹配，因此iLr的斜率為0，并且功率從低壓側(cè)流向高壓側(cè)。

模態(tài)二（θ0-θ1）：在θ0時，Q2a關(guān)斷，iLr和iL2的電流之和給Q2a的結(jié)電容C2a充電，同時給Q2的結(jié)電容C2放電，直到C2放電至0，Q2的體二極管D2導(dǎo)通。

模態(tài)三（θ1-θ2）：在θ1時，Q2實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通，uab和ucd電壓分別為0 和-V2/2。因此，電感Lr上所加電壓為nV2/2。

模態(tài)四（θ2-θ3）：在θ2時，S2關(guān)斷，iLm和niLr的電流之差給S2的結(jié)電容Cs2充電，同時給S4的結(jié)電容Cs4放電，直到Cs4放電至0，S4的體二極管Ds4導(dǎo)通。

模態(tài)五（θ3-θ4）：在θ3時，S4實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通。uab和ucd的電壓都為0。因此，uLr和iLr都等于0。

模態(tài)六（θ4-θ5）：在θ4時，Q1關(guān)斷，iL1和iLr的電流之差給Q1a的結(jié)電容C1a充電，同時給Q1的結(jié)電容C1放電，直到C1放電至0，Q1a的體二極管D1a導(dǎo)通。

模態(tài)七（θ5-θ6）：在θ5時，Q1a實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通，uab和ucd的電壓分別為Vc和0。因此，vLr等于Vc。

模態(tài)八（θ6-θ7）：在θ6時，S3關(guān)斷，iLm和iLr的電流之和給S3的結(jié)電容Cs3充電，S1的結(jié)電容Cs1放電，直到Cs1放電至0，S1的體二極管Ds1導(dǎo)通。

模態(tài)九（θ7-θ8）：在θ7時，S1實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通，開始iQ1a從源極流向漏極，但是當(dāng)iL1=iLr之后，電流iQ1a反向流動。在此狀態(tài)，能量始終從低壓側(cè)流向高壓側(cè)，uLr為0。

模態(tài)十（θ8-θ9）：在θ8時，Q1a關(guān)斷，iL1和iLr的電流之和給Q1a的結(jié)電容C1a充電，同時給Q1的結(jié)電容C1放電，直到C1放電至0，Q1的體二極管D1導(dǎo)通。

1.2 控制框圖

因其工作狀態(tài)是對稱的，故只分析了半個周期，其余的狀態(tài)與此類似。圖3 給出了功率P與占空比D、移相角φ的關(guān)系。通過調(diào)節(jié)占空D可以實(shí)現(xiàn)V1和V2之間的電壓匹配。利用PI 調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)移相角φ可以實(shí)現(xiàn)對傳輸功率的控制。因此，電壓匹配和功率傳輸控制是解耦的。圖4 為其控制框圖。

圖3 功率P與占空比D和移相角φ的關(guān)系

圖4 控制框圖

2 軟開關(guān)分析

參考文獻(xiàn)[14-16]對低壓側(cè)兩相交錯的半橋型雙向DC-DC 變換器的軟開關(guān)進(jìn)行了詳細(xì)分析。因此，該節(jié)主要分析高壓側(cè)的軟開關(guān)。

開關(guān)管S1-S4在Boost 模式下的軟開關(guān)性能分析與Buck 模式下的相似。因此，兩種模式下的軟開關(guān)條件可以用相同的方法來分析。圖5 給出了以S1和S2為例進(jìn)行分析的關(guān)鍵波形。根據(jù)其工作模式分析，通過iLm和iLr給結(jié)電容進(jìn)行充放電來實(shí)現(xiàn)零電壓開通。因此，開關(guān)管S1-S4在Boost 和Buck 模式下的軟開關(guān)條件如式（1）所示：

式中，Tdz為死區(qū)時間，Coss為結(jié)電容容值。

如圖5 所示，S1導(dǎo)通前，勵磁電感電流iLm為最大值iLmmax，漏感電流iLr開始下降。根據(jù)式（1），開關(guān)管S1和S2在Boost 模式下的零電壓開通條件為：

圖5 S1-S4的波形

從式（2）可以看出，隨著移相角φ的減小，S1和S2的零電壓開通條件越來越難實(shí)現(xiàn)。當(dāng)傳輸功率為0（移相角φ為0）時，零電壓開通最不易實(shí)現(xiàn)。因此，為了實(shí)現(xiàn)零電壓開通，Lm必須設(shè)計(jì)如下：

在式（3）中Lm的取值是與傳輸功率無關(guān)的。因此，S3和S4在Buck 模式下的零電壓開通條件與式（3）相同。最后，S1和S2在Buck 模式與S3和S4在Boost 模式下的零電壓開通條件也可以被推導(dǎo)為：

由式（3）、（4）可知，當(dāng)Lm滿足式（4）時，Boost 和Buck 兩種模式下高壓側(cè)的零電壓開通條件均能自動保證。圖6 繪制了Lm最大值與V1、Tdz的關(guān)系，標(biāo)明了零電壓開通的臨界范圍。

圖6 勵磁電感最大值與低壓側(cè)電壓V1和死區(qū)時間Tdz的關(guān)系

為了減小勵磁損耗，Lm在設(shè)計(jì)時應(yīng)盡可能大一些。如圖6 所示，Lm隨著Tdz的升高而增大。然而，較長的死區(qū)時間使得開關(guān)管的體二極管導(dǎo)通時間更長。因此，勵磁電感選擇800 μH，死區(qū)時間設(shè)置為600 ns。

3 比較分析與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

表1 為所提出的變換器與文獻(xiàn)[17-19]中變換器的對比。根據(jù)控制變量之間的關(guān)系可以看出，只有所提出的變換器才能實(shí)現(xiàn)單獨(dú)控制電壓匹配和雙向功率流動。此外，具有電壓匹配控制功能的隔離雙向DC-DC 變換器比其他隔離雙向DC-DC 變換器具有電壓增益高、控制簡單、軟開關(guān)范圍廣、電流紋波小以及雙向?qū)ΨQ功率流的優(yōu)點(diǎn)。因此，所提出變換器比其他方法更適合于低壓配電網(wǎng)中的儲能系統(tǒng)。

表1 不同類型變換器的性能比較

該文設(shè)計(jì)了一臺額定功率為700 W，開關(guān)頻率為50 kHz 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2 所示。為了測試不同占空比D下的性能，低壓側(cè)電壓V1設(shè)為40～60 V，高壓側(cè)電壓V2設(shè)為240 V。儲能側(cè)電感L1、L2為79 μH 時，Q1a、Q1、Q2a、Q2可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通。根據(jù)以上分析，通過死區(qū)電路將Tdz設(shè)置為600 ns 左右，實(shí)驗(yàn)中控制器采用TMS320F28335。

表2 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)中的主要參數(shù)

Boost 模式和Buck 模式下額定功率的實(shí)驗(yàn)波形如圖7(a)～(c)、圖8(a)～(c)所示。uab和ucd分別為變壓器原、副邊電壓波形，iLr為漏感電流波形。從圖7、圖8中可以方便看出，當(dāng)變壓器兩側(cè)電壓uab和ucd匹配時，漏感電流斜率為零，實(shí)現(xiàn)了電壓匹配。因此，變壓器兩側(cè)實(shí)現(xiàn)了電壓匹配，同時確保全部開關(guān)管均能實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

圖7 Boost模式下實(shí)驗(yàn)波形圖

圖8 Buck模式下實(shí)驗(yàn)波形圖

Buck 模式下Q1a、Q1、S1和S3的軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)波形如圖9(a)～(d)所示。由于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對稱性，Q2a、Q2、S2和S4同樣可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。根據(jù)圖9分析得出，所有開關(guān)管均可實(shí)現(xiàn)零電壓開通，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析吻合。

圖9 V1=50 V時Buck模式下軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)波形圖

4 結(jié)論

該文提出了一種應(yīng)用于低壓配電網(wǎng)中采用雙等寬加移相控制的新型功率變換器。由于采用了兩個倍壓單元，即使變壓器的匝數(shù)比不高，也可獲得較高的電壓增益。通過解耦控制策略，實(shí)現(xiàn)對電壓匹配和功率流動控制的解耦。電壓匹配通過調(diào)節(jié)占空比實(shí)現(xiàn)，功率流動控制通過調(diào)節(jié)相移角實(shí)現(xiàn)。因此，大大降低了控制的復(fù)雜度。通過與其他功率變換器進(jìn)行對比實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了該變換器具有電流紋波小、電壓增益高、軟開關(guān)范圍廣、控制簡單等優(yōu)點(diǎn)。最后，該文制作了一臺700 W 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了該文提出變換器及其控制策略的可行性，并且得出提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法適合應(yīng)用在低壓直流配電網(wǎng)中的儲能系統(tǒng)。