多路通信電源欠壓鎖定電路數(shù)字控制方法研究

田云霞，張青云，林海霞

（1.河北工程技術(shù)學(xué)院信息技術(shù)學(xué)院，石家莊 050091；2.石家莊科技信息職業(yè)學(xué)院教務(wù)處，石家莊 050091）

隨著經(jīng)濟(jì)水平的提升和科學(xué)技術(shù)的不斷發(fā)展，電子系統(tǒng)的集成化發(fā)展態(tài)勢日益增強。在計算機(jī)通信、銷售電子產(chǎn)品等領(lǐng)域開關(guān)電源變換器芯片得到廣泛應(yīng)用，當(dāng)前設(shè)計者的重點研究對象是多路通信電源管理芯片[1]。通過欠壓鎖定電路監(jiān)控電源電壓，可確保電源電壓出現(xiàn)波動的情況下，多路通信電源管理芯片依舊能正常運行。當(dāng)啟動開關(guān)電源管理芯片時，多路通信電源采用輸入端等效電阻和電容，對多個電源管理芯片進(jìn)行充電時[2]，多個電源管理芯片的電壓不斷提升，當(dāng)升高的電壓與電源管理芯片的開啟電壓一致時，多個電源管理芯片開始正常運行[3]。假設(shè)在電源管理芯片開啟的瞬間，多路通信電源負(fù)載電流過大，會導(dǎo)致電源管理芯片自動將電壓降低到啟動電壓以下，電源管理芯片會出現(xiàn)剛開啟就關(guān)閉的情況。為防止出現(xiàn)上述情況，應(yīng)在多路通信電源中采用欠壓鎖定電路監(jiān)控和鎖定電源電壓[4]。當(dāng)欠壓鎖定電路預(yù)設(shè)電壓值高于電源電壓時，關(guān)閉電源管理芯片，防止多路通信電源系統(tǒng)崩潰情況出現(xiàn)，保障電源管理芯片的安全，減少可能出現(xiàn)的功率消耗，因此在多路通信電源管理芯片中的重要部分是欠壓鎖定電路[5]。

以往大多數(shù)欠壓鎖定電路采用外界提供的偏置電流和基準(zhǔn)電壓，擴(kuò)大了電源管理芯片的面積，降低了欠壓鎖定電路響應(yīng)速度。當(dāng)電源電壓過低時會關(guān)閉電源管理芯片，導(dǎo)致欠壓鎖定電路輸出異常信號，影響電源管理芯片的可靠性，對整個多路通信電源的安全運行造成不利影響[6]。因此，本文采用帶隙基準(zhǔn)電壓源結(jié)構(gòu)，設(shè)計了一種新型欠壓鎖定電路，采用數(shù)字控制方法控制欠壓鎖定電路閾值電壓的產(chǎn)生，同時通過溫度補償功能數(shù)字控制遲滯電壓的漂移程度，提高欠壓鎖定電路響應(yīng)速度。

1 欠壓鎖定電路數(shù)字控制方法

1.1 數(shù)字控制閾值電壓

由于傳統(tǒng)欠壓鎖定電路存在較多缺陷，因此本文采用帶隙基準(zhǔn)電壓源結(jié)構(gòu)設(shè)計一種新型欠壓鎖定電路，并基于新型欠壓鎖定電路分析數(shù)字控制方法[7]。設(shè)計的新型欠壓鎖定電路如圖1 所示。

從圖1 中可以看出，整個電路主要由MOS 管構(gòu)成，采用MOS 管N3閾值電壓VT產(chǎn)生參考基準(zhǔn)電壓VC，R0、R1和R2為電路電阻，自偏置電流IA流向為由MOS 管N6到N8，自偏置電流IA1流向為由MOS 管N5到N7。電流源Qc采用二極管結(jié)構(gòu)，高溫補償基準(zhǔn)電壓。

圖1 新型欠壓鎖定電路示意Fig.1 Sketch map of novel under-voltage locking circuit

采用電流模控制技術(shù)調(diào)節(jié)新型多路通信電源欠壓鎖定電路上、下閾值電壓，控制遲滯電壓，改善電路響應(yīng)速度，具體描述如下。

當(dāng)電路啟動時，由于電源電壓VD較小，VT高于MOS 管N5的柵源電壓V5gs，所以N5處于截止?fàn)顟B(tài)。反相器INV 輸出端屬于低電平，輸出的VOUT屬于高電平，MOS 管N4處于截止?fàn)顟B(tài)，此時的MOS 管N3的驅(qū)動電壓是N5的柵極電壓。當(dāng)電源電壓不斷增加，且電源電壓高于上閾值電壓時，VuT表示上閾值電壓，VT低于N5的柵源電壓V5gs，此時N5處于導(dǎo)通狀態(tài)。當(dāng)N6和N8構(gòu)成的自偏置電源的自偏置電流IA=IA1時，拉高反向器INV 的輸入，輸出跳變?yōu)榈停藭rN4處于導(dǎo)通狀態(tài)，可產(chǎn)生下閾值電壓VdT。

如果在線性區(qū)間MOS 管開始工作，那么N6和N8構(gòu)成的自偏置電流源產(chǎn)生的自偏置電流滿足下列條件

式中：Vds為漏源電壓；Bx為自偏置負(fù)載系數(shù)，Bx=，其中，α 為載流子遷移率；COX為MOS 管柵氧化層電容；為MOS 管x（x=1，2，…，8）溝道長和寬的比值。如果在飽和區(qū)間內(nèi)MOS 管開始工作，那么N6和N8構(gòu)成的自偏置電流源產(chǎn)生的自偏置電流滿足下列條件

從圖1 中可以發(fā)現(xiàn)，N8是通過二極管接通共源極負(fù)載，隨著電源電壓的增加，N6管處于導(dǎo)通狀態(tài)，IA開始不斷增加；當(dāng)MOS 管N1和N3閾值電壓相等時，獲取N8的柵源電壓V8gs和漏源電壓V8ds，同時N8柵源電壓等于漏源電壓，都高于電源電壓；由于N6和N8是串聯(lián)結(jié)構(gòu)，得到VD=|V6ds|＋V8ds，且N6的柵源電壓和電源電壓相等，可得出|V6ds|＜|V6gs|-VT。通過上述分析可知，在工作區(qū)內(nèi)N6工作，在飽和區(qū)內(nèi)N8工作[8]。結(jié)合式（1）和式（2）得

通過式（4）和式（5）可得到電路遲滯電壓，通過調(diào)節(jié)N3、N5、N6和N8的長寬比，可調(diào)節(jié)多路通信電源欠壓鎖定電路上、下閾值電壓，進(jìn)而可調(diào)節(jié)電路遲滯電壓，改善電路響應(yīng)速度[12]。

1.2 多路通信電源欠壓鎖定電路溫度補償

經(jīng)過上述分析發(fā)現(xiàn)，新型欠壓鎖定電路中基準(zhǔn)電壓和多路分壓通信網(wǎng)絡(luò)中的電阻可產(chǎn)生遲滯電壓。其中多路分壓通信網(wǎng)絡(luò)中的電阻具有相同的溫度系數(shù)，因此需通過數(shù)字控制方法控制基準(zhǔn)電壓的敏感系數(shù)，當(dāng)此敏感系數(shù)較低時，才能使遲滯電壓具有較高的穩(wěn)定性和較小的漂移程度[13]。

在新型欠壓鎖定電路中通過二極管相連的三極管高階溫度補償基準(zhǔn)電壓，根據(jù)二極管反向飽和電流溫度敏感系數(shù)的特性[14]，得到基準(zhǔn)電流為

式中：Lc為雜質(zhì)原子總數(shù)，，其中kc為基莫原子個數(shù)，cc為異種原子個數(shù)；q 為電子電荷量；A 為電流系數(shù)；mi為硅本征載流子濃度；IB為PN 結(jié)反向飽和電流；On為基極中電子平均擴(kuò)散系數(shù)。當(dāng)多路通信電源欠壓鎖定電路溫度不斷升高時，mi也在不斷增多，同時反向飽和電流以的速度增長，在計算基準(zhǔn)電壓時，需研究反向飽和電流流經(jīng)N1和N2。通過疊加原理，可得溫度補償后的基準(zhǔn)電壓為

式中：IB1為二極管PN 結(jié)反向飽和電流，IB1=rIB；IB2為三極管PN 結(jié)反向飽和電流，IB2=（1-r）IB，IB=IB1＋I(xiàn)B2；β1、β2為系數(shù)，β2=sβ1；VQc為Qc端電壓；k 為玻爾茲曼常數(shù)；T 為絕對溫度。則本征載流子濃度為

式中：Me為導(dǎo)帶有效狀態(tài)密度；Mn為價帶有效狀態(tài)密度；np為空穴有效質(zhì)量；nn為電子有效質(zhì)量；n0為電子慣性質(zhì)量；Ei為本征費米能級；Fg為禁帶寬度。

假設(shè)Fg與溫度T 之間存在下述關(guān)系

式中：Fg（0）為在T=0 K 時材料禁帶寬度；。

將其代入式（8）中得

將式（6）和式（11）代入式（7）中，則有

式中，r、s 和k1、k2為正實常數(shù)。式（12）所得結(jié)果就是高溫補償后的基準(zhǔn)電壓，因此可見，采用高階溫度補償后，式（4）和式（5）的電壓溫度靈敏度較低[15]。

2 仿真驗證分析

為驗證本文方法控制多路通信電源欠壓鎖定電路的效果，進(jìn)行了仿真測試。設(shè)置仿真多路通信電源欠壓鎖定電路中的電源管理芯片輸出電壓在4.6～18.3 V 之間，電源開關(guān)頻率為5 503 kHz，儲能電感為2.1 μH，輸出電容為22.3 μF，電源開關(guān)導(dǎo)通電阻為151 mΩ，整流管導(dǎo)通電阻為92 mΩ。

2.1 自偏置電流、電路輸出電壓和電源電壓之間關(guān)系

在本文方法控制下，電源電壓、電路輸出電壓和自偏置電流響應(yīng)情況的仿真測試結(jié)果如圖2 所示。

從圖2 中可以看出，隨著電源電壓的變化，自偏置電流響應(yīng)曲線呈現(xiàn)出二次方曲線，當(dāng)電源電壓發(fā)生變化時，自偏置電流會迅速發(fā)生改變。當(dāng)電源電壓為1.65 V/μs 時，輸出電壓上升和下降時間較短，大約是36 ns，說明在本文方法控制下的多路通信電源欠壓鎖定電路響應(yīng)速度較快。同時可發(fā)現(xiàn)在圖中自偏置電流最大值是4.2 μA，在經(jīng)過電流鏡像后，整個多路通信電源欠壓鎖定電路工作電流在10.3 μA 以下，最大消耗功率為51 μW，說明在本文方法控制下多路通信電源欠壓鎖定電路工作電流消耗的功率較小。

圖2 自偏置電流、電路輸出電壓和電源電壓關(guān)系Fig.2 Relationship among self-bias current,circuit output voltage,and power supply voltage

2.2 分析上下閾值電壓容差

仿真測試在本文方法控制下的多路通信電源欠壓鎖定電路上、下閾值電壓容差。測試溫度設(shè)置為24 ℃，正反向掃描電路電壓為3～4 V，測試結(jié)果如圖3 所示。從圖3 中可以看出，上閾值電壓容差是945.38 nV，下閾值電壓容差是1.189 7 μV。可知，上下閾值電壓容差較小，可將電路遲滯電壓控制在一定范圍內(nèi)，滿足多路通信電源欠壓鎖定電路輸出電壓轉(zhuǎn)換高精度的要求。

圖3 上下閾值電壓容差Fig.3 Upper and lower threshold voltage tolerances

2.3 遲滯電壓隨溫度變化

遲滯電壓與溫度之間關(guān)系的仿真測試結(jié)果如圖4 所示。從圖4 可以看出隨溫度變化遲滯電壓的變化規(guī)律。在溫度為24 ℃時，下閾值電壓為5.63 V；上閾值電壓為8.34 V，遲滯電壓的遲滯區(qū)間是3.31 V，當(dāng)溫度在-30～135 ℃變化時，遲滯電壓的遲滯區(qū)間最大偏移量是0.32 V，說明本文方法能有效降低遲滯電壓的漂移程度。

圖4 遲滯電壓與溫度間的關(guān)系Fig.4 Relationship between hysteresis voltage and temperature

2.4 控制方法能量消耗分析

為研究本文方法的能量消耗情況，仿真對比了3種控制方法，取多次仿真實驗平均值提升對比精準(zhǔn)度，對比結(jié)果如表1 所示。

表1 能量消耗對比Tab.1 Comparison of energy consumption

從表1 中可知，在經(jīng)過10 次仿真實驗后，本文方法控制多路通信電源欠壓鎖定電路的能量消耗平均值為51.684 μW，顯著低于其他2 種方法，說明本文方法控制多路通信電源欠壓鎖定電路更適用于實際應(yīng)用。

3 結(jié)語

本文研究控制多路通信電源欠壓鎖定電路的方法時，先設(shè)計一種新型的多路通信電源欠壓鎖定電路，再采用電流?？刂萍夹g(shù)，通過隨電源電壓呈現(xiàn)二次方曲線變化的自偏置電流調(diào)節(jié)多路通信電源欠壓鎖定電路上、下閾值門限電壓，經(jīng)過實驗分析發(fā)現(xiàn)，上閾值電壓容差是945.38 nV，下閾值電壓容差是1.189 7 μV，上、下閾值電壓容差均較小。通過控制上、下閾值電壓可將遲滯電壓控制在一定范圍內(nèi)，提高多路通信電源欠壓鎖定電路響應(yīng)速率；同時采用高溫補償方法補償多路通信電源欠壓鎖定電路，使得多路通信電源欠壓鎖定電路在溫度變化較大時遲滯區(qū)間波動較小，多路通信電源欠壓鎖定電路運行穩(wěn)定性較高，改善了多路通信電源欠壓鎖定電路運行的穩(wěn)定性和可靠性。