一種MMC 子模塊電容電壓波動(dòng)最小化容值優(yōu)化方法

韓 嘯，李 睿

（電力傳輸與功率變換控制教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（上海交通大學(xué)），上海 200240）

模塊化多電平變換器MMC（modular multilevel converter）在直流配電領(lǐng)域獲得了廣泛的應(yīng)用。與傳統(tǒng)的兩電平拓?fù)湎啾?，MMC 具有以下明顯的優(yōu)勢(shì)：MMC 的每個(gè)橋臂由多個(gè)標(biāo)準(zhǔn)子模塊SMs（submodules）串聯(lián)而成，多個(gè)子模塊不需要同時(shí)導(dǎo)通或關(guān)斷，可降低電壓變化率；相同等效開(kāi)關(guān)頻率下開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率更低，減小了變換器的損耗；子模塊采用分布式直流電容，容易得到較高的輸出電平數(shù)，使變換器交流側(cè)電壓和電流更接近理想的正弦波，可以減小甚至省去換流站的大容量交流濾波器；電抗器串聯(lián)在上下橋臂之間，使直流側(cè)短路時(shí)故障電流的上升率限制在較低的水平；模塊化設(shè)計(jì)使系統(tǒng)易于實(shí)現(xiàn)擴(kuò)展和冗余，系統(tǒng)容量提高，穩(wěn)定性增強(qiáng)[1-3]。然而，MMC 拓?fù)湟泊嬖谝恍┤秉c(diǎn)。由于其所有的子模塊電容為懸浮狀態(tài)串聯(lián)在橋臂中，橋臂電流含直流分量、一倍頻分量與二倍頻分量，橋臂電壓含直流分量與一倍頻分量，因此橋臂功率含一倍頻、二倍頻和三倍頻交流分量，這些交流分量作用在電容上，導(dǎo)致子模塊電容電壓存在波動(dòng)，尤其當(dāng)變換器容量提升時(shí)，需要使用較大的電容才能將子模塊電容電壓的波動(dòng)限制在合理的范圍內(nèi)[4-5]。子模塊電容的成本大約是整個(gè)子模塊成本的1/3，而子模塊電容的重量和尺寸卻占整個(gè)子模塊很大的比例。減小子模塊電容對(duì)降低系統(tǒng)成本、提高變換器功率密度、實(shí)現(xiàn)變換器的輕型化具有重要意義，因此必須采取一定措施，以減小子模塊電容[6]。

近年來(lái)，國(guó)內(nèi)外學(xué)者提出了一些減小MMC 電容的方法，主要分為改進(jìn)拓?fù)漕惙椒ê透郊涌刂祁惙椒╗7-9]。由于目前實(shí)際應(yīng)用中MMC 拓?fù)湟园霕蜃幽K為主，從成本和實(shí)現(xiàn)難度的角度考慮，附加控制類方法是工程中常用的方法。附加控制類方法通過(guò)注入特定環(huán)流和電壓以改變相間環(huán)流和橋臂電壓等物理量來(lái)減小電容電壓波動(dòng)。文獻(xiàn)[10]通過(guò)抑制相間環(huán)流的方法減小了子模塊電容電壓波動(dòng)，但其沒(méi)有利用MMC 中環(huán)流這一特有的自由度；文獻(xiàn)[11-13]通過(guò)注入在線計(jì)算的環(huán)流來(lái)減小子模塊電容電壓的波動(dòng)，但在線計(jì)算在實(shí)際應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)較復(fù)雜；文獻(xiàn)[14-15]通過(guò)注入離線計(jì)算的二次環(huán)流和三次共模電壓，消除了電容電壓波動(dòng)的二倍頻分量，可以將子模塊容值需求降低至常規(guī)方法的1/3。以消除二倍頻的子模塊電容電壓波動(dòng)或橋臂功率波動(dòng)為優(yōu)化目標(biāo)雖然有一定效果，但已有方法沒(méi)有利用電容電壓波動(dòng)的解析表達(dá)式分析不同注入成分對(duì)電容電壓波動(dòng)幅值的直接影響。

本文針對(duì)典型半橋MMC 系統(tǒng)，首先簡(jiǎn)要介紹了MMC 的工作原理，建立了子模塊電容電壓波動(dòng)的數(shù)學(xué)模型。然后分析了電容電壓紋波隨所注入共模電壓和環(huán)流的變化規(guī)律，在此基礎(chǔ)上提出了一種新的優(yōu)化方法。從電容電壓波動(dòng)的精確解析表達(dá)式入手，注入合適幅值和相位的三次共模電壓和二、四次環(huán)流，選取最優(yōu)調(diào)制比，使目標(biāo)函數(shù)電容電壓紋波達(dá)到最小化，從而在一定電容電壓波動(dòng)率下使其電容取值達(dá)到最小化。所提方法可以將子模塊容值的需求降低至常規(guī)方法的22%，變換器功率損耗降低至常規(guī)方法的87%。最后，用RT-LAB 實(shí)時(shí)仿真驗(yàn)證了所提方法的有效性。

1 MMC 工作原理

三相MMC 電路模型如圖1 所示。MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1（a）所示，它由3 個(gè)相單元組成，每個(gè)相單元由上下兩個(gè)橋臂組成，每個(gè)橋臂又由N 個(gè)子模塊和一個(gè)橋臂電感串聯(lián)構(gòu)成。橋臂電感為MMC 提供限制和控制橋臂電流的能力。3 個(gè)上橋臂的連接點(diǎn)為正直流母線，3 個(gè)下橋臂的連接點(diǎn)為負(fù)直流母線。子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為半橋HB（half-bridge）電路，它由2 個(gè)開(kāi)關(guān)管（S1、S2）和一個(gè)直流電容（C）組成。采用脈沖寬度調(diào)制PWM（pulse width modulation）法控制每個(gè)子模塊開(kāi)關(guān)管的脈沖，使每個(gè)子模塊的輸出電壓均為帶直流偏置的正弦波，所有子模塊的輸出電壓疊加得到橋臂電壓，上下橋臂之間中點(diǎn)的電壓為交流相電壓。因此，MMC 可以實(shí)現(xiàn)AC/DC 或DC/AC 的變換。

假定MMC 的3 個(gè)相單元參數(shù)完全相同，上下橋臂參數(shù)對(duì)稱，僅以a 相為例進(jìn)行分析。a 相的等效電路模型如圖1（b）所示。直流母線電流Id在3 個(gè)相單元中平分，a 相交流電流ia在上下橋臂中平分，忽略相間環(huán)流，則上下橋臂電流ipa和ina分別表示為

a 相交流電流ia的表達(dá)式為

式中：Im為交流側(cè)a 相電流幅值；ω 為電網(wǎng)角頻率，ω=2πf，f=50 Hz；t 為時(shí)間。直流母線電壓Ud在上下橋臂中平分，該交流相電壓ua為變換器交流側(cè)的電壓，則上下橋臂電壓upa和una分別表示為

由于MMC 在正常工作情況下交流側(cè)功率因數(shù)為1，電壓ua與電流ia同相位，則ua表示為

式中，Um為交流側(cè)a 相電壓幅值。

圖1 MMC 電路模型Fig.1 Circuit models of MMC

2 MMC 子模塊電容電壓波動(dòng)分析

假定所有子模塊電容電壓均壓良好，子模塊電容平均電壓Uc與直流母線電壓Ud的關(guān)系為

當(dāng)MMC 工作在穩(wěn)態(tài)時(shí)，子模塊輸入功率在0處上下波動(dòng)，一個(gè)交流周期內(nèi)子模塊電容電壓在平均值Uc附近波動(dòng)，如圖2 所示。圖中：upai為單個(gè)子模塊輸出電壓；ipa為a 相上橋臂電流；ppai為單個(gè)子模塊的功率，即upai與ipa的乘積；Uc為電容電壓平均值，也即電容電壓直流分量；uc為子模塊電容電壓的交流分量。

圖2 子模塊功率與電壓波動(dòng)Fig.2 Submodule power and voltage fluctuation

每個(gè)子模塊可以看作是一個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)。如果忽略二端口網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部的能量損耗，那么輸入到子模塊的能量全部被電容C 吸收。則電容的能量變化為

式中：t0為電容電壓等于Uc的初始時(shí)刻；t 為任意時(shí)刻。相比直流電壓和交流電壓，橋臂電感兩端的電壓非常小，可以忽略，因此所有上橋臂電容的能量變化epa為

由于紋波遠(yuǎn)小于電容電壓平均值，交流分量uc的平方項(xiàng)可以忽略，可推得電容電壓交流分量為

式中：upa為a 相上橋臂所有子模塊的輸出電壓；ua和ia為分別a 相相電壓和相電流；ucom為共模電壓；iacir為a 相環(huán)流。

定義調(diào)制比M 為

定義電容電壓波動(dòng)率ε 為電容電壓的交流分量峰峰值ucpp與電容電壓直流分量的比值，即

不同方法中，共模電壓ucom和環(huán)流iacir選取不同，使得電容電壓波動(dòng)率ε 不同，因此子模塊電容容值需求不同。

2.1 注入共模電壓對(duì)電容電壓波動(dòng)的影響

如果只注入三次共模電壓抑制環(huán)流，則共模電壓和環(huán)流為

式中：Ucom為共模電壓幅值；iacir、ibcir、iccir分別為3 個(gè)相單元中的環(huán)流。

本文所有電容電壓紋波都采用標(biāo)幺值，即Id=1 p.u.、ω=1 p.u.、C=1 p.u.時(shí)電容電壓紋波為ucpp。注入三次共模電壓會(huì)帶來(lái)2 個(gè)影響：①減小子模塊電容電壓紋波ucpp；②改變最大調(diào)制比Mmax，如圖3 所示。

圖3 注入共模電壓對(duì)電容電壓波動(dòng)的影響Fig.3 Effect of common-mode voltage injection on capacitor voltage fluctuation

由圖3 可見(jiàn)，電容電壓紋波隨共模電壓幅值的增大而減小的速度非常緩慢，如圖3（a）中實(shí)線所示，因此當(dāng)調(diào)制比不改變時(shí)，僅改變共模電壓幅值對(duì)電容電壓紋波的影響非常小；最大調(diào)制比隨共模電壓幅值先增大后減小，當(dāng)注入的共模電壓幅值為交流電壓幅值的1/6 時(shí)，理論最大調(diào)制比達(dá)到最大值約1.15，如圖3（a）中虛線所示。在直流側(cè)電壓和電流不變的情況下，增大調(diào)制比可以使電容電壓紋波急劇減小，如圖3（b）所示。因此，注入共模電壓的意義在于通過(guò)增加調(diào)制比來(lái)間接減小子模塊電容電壓紋波。三次共模電壓的選取原則應(yīng)為使調(diào)制比的取值范圍達(dá)到最大，即采用三次諧波電壓注入調(diào)制，此時(shí)注入的共模電壓為

2.2 注入環(huán)流對(duì)電容電壓波動(dòng)的影響

如果采用正弦波調(diào)制，只注入二次環(huán)流時(shí)，共模電壓和環(huán)流分別為

式中，I2為二次環(huán)流幅值。

在4 種典型調(diào)制比下電容電壓紋波與二次環(huán)流幅值的關(guān)系如圖4 所示。如果不對(duì)環(huán)流進(jìn)行控制，I2將會(huì)為負(fù)值，其幅值大小取決于電路元件參數(shù)，橋臂電感越大環(huán)流幅值越小，但只要I2為負(fù)值，就會(huì)使電容電壓紋波比環(huán)流為0 時(shí)的要大。采用常規(guī)抑制環(huán)流方法時(shí)，I2=0?，F(xiàn)有環(huán)流注入方法為消除電容電壓脈動(dòng)的二倍頻分量時(shí)，I2=Id/3。在相同調(diào)制比下，相比常規(guī)抑制環(huán)流方法，現(xiàn)有注入方法可以進(jìn)一步減小電容電壓波動(dòng)。當(dāng)調(diào)制比升高后，常規(guī)抑制環(huán)流方法和現(xiàn)有環(huán)流注入方法的子模塊電容電壓紋波都減小。

圖4 電容電壓紋波與注入二次環(huán)流幅值的關(guān)系Fig.4 Relationship between capacitor voltage ripple and injected second-order circulating current amplitude

2.3 同時(shí)注入共模電壓和環(huán)流對(duì)電容電壓波動(dòng)的影響

如果采用三次諧波電壓注入調(diào)制，注入二次環(huán)流時(shí)，共模電壓和環(huán)流分別為

在4 種典型調(diào)制比下電容電壓紋波與二次環(huán)流幅值的關(guān)系如圖4（b）所示。注入三次諧波后，調(diào)制比的取值范圍提高了0.15，常規(guī)抑制環(huán)流方法和現(xiàn)有環(huán)流注入方法的子模塊電容電壓紋波都比正弦波調(diào)制時(shí)更小。可以看出，在每一種調(diào)制比下，隨著注入二次環(huán)流幅值的變化，電容電壓紋波存在最低點(diǎn)。對(duì)于每一種調(diào)制比，都存在一種環(huán)流注入方式可以使電容電壓紋波達(dá)到最小，而且隨著調(diào)制比的升高，電容電壓紋波最低點(diǎn)對(duì)應(yīng)的二次環(huán)流幅值減小，這是僅考慮二次環(huán)流且a 相二次環(huán)流的相位與相電流相差π/2 的情況。

3 子模塊電容優(yōu)化方法

3.1 容值優(yōu)化方法

為了取得最大調(diào)制比，采用三次諧波電壓注入調(diào)制，則上橋臂電壓upa和下橋臂電壓una可以表示為

3 個(gè)相單元中的環(huán)流分別為iacir、ibcir、iccir，則上橋臂電流ipa和下橋臂電流ina可以表示為

環(huán)流僅在MMC 的3 個(gè)相單元內(nèi)部流通，不流向交、直流側(cè)，僅包含偶次諧波分量，其中6k+2（k=0，1，2，…）次諧波為負(fù)序，6k+4 次諧波為正序，6k+6 次諧波為零序。二次環(huán)流和四次環(huán)流對(duì)子模塊電容電壓波動(dòng)的影響較大，其他高次環(huán)流對(duì)子模塊電容電壓波動(dòng)的影響較小，因此本文只考慮二次環(huán)流和四次環(huán)流。

首先，假設(shè)只注入的是二次環(huán)流，設(shè)幅值為I2，a 相相位為θ2，則可表示為

當(dāng)M=1.1 時(shí)，電容電壓紋波與二次環(huán)流的幅值和相位的關(guān)系如圖5（a）所示。由圖可見(jiàn)，對(duì)于任意的二次環(huán)流幅值，當(dāng)且僅當(dāng)相位為-π/2 時(shí)，電容電壓紋波取得最小值。換言之，電容電壓紋波最小值點(diǎn)一定落在θ2=-π/2 這條線上。因此，當(dāng)僅注入二次環(huán)流時(shí)，應(yīng)取I2=0.43 p.u.，θ2=-π/2。

現(xiàn)在，假設(shè)同時(shí)注入二次和四次環(huán)流，設(shè)二次環(huán)流的幅值為0.43Id，a 相相位為-π/2；四次環(huán)流的幅值為I4，a 相相位為θ4，則有

電容電壓紋波與四次環(huán)流幅值和相位的關(guān)系如圖5（b）所示?？梢?jiàn)，對(duì)于任意的四次環(huán)流幅值，電容電壓紋波最小值點(diǎn)落在θ4=-π/2 這條線上。由此推斷，同時(shí)注入二、四次環(huán)流時(shí)，電容電壓紋波的最小值一定在θ2=-π/2、θ4=-π/2 時(shí)取得。

圖5 電容電壓紋波與環(huán)流幅值和相位的關(guān)系Fig.5 Relationships between capacitor voltage ripple and the amplitude and phase of circulating current

最終，設(shè)注入的環(huán)流為

定義二次環(huán)流注入比為x，四次環(huán)流注入比為y，分別表示為

如果忽略變換器的能量損耗,則交流相電流幅值與直流母線電流的關(guān)系為

共模電壓和環(huán)流的注入方式如圖6 所示。

圖6 注入方式Fig.6 Injection modes

電容電壓交流分量的表達(dá)式為

電容電壓紋波與二次環(huán)流注入比和四次環(huán)流注入比之間的關(guān)系可根據(jù)式（22）得出。其中，電容電壓紋波與直流母線電流成正比，與交流側(cè)頻率和子模塊電容容值成反比。因此，本文更加關(guān)注調(diào)制比、二次環(huán)流注入比、四次環(huán)流注入比與電容電壓紋波之間的關(guān)系。在特定的應(yīng)用場(chǎng)合中，調(diào)制比通常是固定的。對(duì)于給定的一組交流頻率、調(diào)制比、直流母線電流和子模塊電容容值，電容電壓紋波僅與二次環(huán)流注入比x 和四次環(huán)流注入比y 有關(guān)。為了獲得最小的電壓紋波，應(yīng)選擇適當(dāng)?shù)膞 和y 來(lái)使電容電壓紋波最小化。

在5 種典型調(diào)制比下，繪制了電容電壓紋波與二次環(huán)流注入比和四次環(huán)流注入比的關(guān)系曲面，如圖7 所示，曲面的最低點(diǎn)表示子模塊電容電壓紋波最小值點(diǎn)。可見(jiàn)，當(dāng)M 為1.10、x 和y 分別為0.44 和0.07 時(shí)，電容電壓紋波達(dá)到最小值0.112 7。因此，應(yīng)取M=1.10，x=0.44，y=0.07。

圖7 不同調(diào)制比下電容電壓紋波與注入比的關(guān)系Fig.7 Relationships between capacitor voltage ripple and injection index at different modulation indexes

3 種不同方法的對(duì)比結(jié)果如圖8 所示，圖中，常規(guī)方法指不注入共模電壓且抑制環(huán)流，調(diào)制比取典型值0.9；現(xiàn)有方法指采用三次諧波電壓注入調(diào)制，注入二次環(huán)流消除電容電壓脈動(dòng)的二倍頻分量，調(diào)制比取典型值1.05。

3.2 采用容值優(yōu)化方法下的損耗分析

由于開(kāi)關(guān)頻率較低，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通損耗是變換器損耗的主要組成部分。根據(jù)文獻(xiàn)[16]的計(jì)算方法，每個(gè)半橋子模塊的導(dǎo)通損耗為

式中：U0和R0分別為IGBT 的等效開(kāi)路電壓和內(nèi)阻，主要由所選用IGBT 的特性決定；Iavr為橋臂電流絕對(duì)值的平均值；Irms為橋臂電流的均方根值。Iavr和Irms分別表示為

因此，變換器的整體導(dǎo)通損耗標(biāo)么值ηloss為

MMC 模型采用直流母線電壓9 000 V、直流母線電流150 A、每個(gè)橋臂有6 個(gè)子模塊，同時(shí)IGBT模塊采用英飛凌FF450R33T3E3 進(jìn)行損耗計(jì)算，取U0=1.52 V、R0=3.13 mΩ。通過(guò)計(jì)算式（25），得到導(dǎo)通損耗ηloss與注入比的關(guān)系，如圖9（a）所示。由圖可見(jiàn)，環(huán)流為0 時(shí)損耗并不是最小的，所提方法雖然注入了環(huán)流，但損耗更小。這是由于抑制環(huán)流時(shí)橋臂電流為直流分量疊加一次分量，采用本文所提方法橋臂電流為直流分量疊加一次、二次和四次分量，可以證明，如果二次和四次分量選取合適，橋臂電流絕對(duì)值的平均值比二次和四次分量為0 時(shí)更小，而橋臂電流絕對(duì)值的平均值與導(dǎo)通損耗直接相關(guān)。不同方法的導(dǎo)通損耗對(duì)比如圖8（b）所示。

圖8 不同方法的對(duì)比結(jié)果Fig.8 Comparison results among different methods

圖9 導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)管電流應(yīng)力與注入比的關(guān)系Fig.9 Relationship between conduction loss,transistor current stress,and injection index

3.3 采用容值優(yōu)化方法下的開(kāi)關(guān)管電流應(yīng)力分析

開(kāi)關(guān)管電流應(yīng)力以直流母線電流為標(biāo)準(zhǔn)標(biāo)幺化。開(kāi)關(guān)管電流應(yīng)力與注入比的關(guān)系如圖9（b）所示。不同方法的開(kāi)關(guān)管電流應(yīng)力對(duì)比如圖8（c）所示。在抑制環(huán)流方法中，開(kāi)關(guān)管電流應(yīng)力為1.074 倍的直流母線電流。本文所提方法的電流應(yīng)力比抑制環(huán)流方法的提高了22%。

3.4 容值優(yōu)化環(huán)流控制方案

系統(tǒng)的環(huán)流控制方案如圖10 所示。調(diào)制波是輸出電流控制環(huán)路輸出、環(huán)流控制環(huán)路輸出和直流分量的疊加。

圖中：ipa、ina分別是a 相上橋臂、下橋臂電流，它們相減得到a 相交流側(cè)相電流ia；ipb、inb分別是b 相上橋臂、下橋臂電流，它們相減得到b 相交流側(cè)相電流ib；ipc、inc分別是c 相上橋臂、下橋臂電流，它們相減得到c 相交流側(cè)相電流ic；id、iq分別是ia、ib和ic經(jīng)過(guò)dq 變換得到的d 軸電流值和q 軸電流值；分別是d 軸電流和q 軸電流的參考值，由系統(tǒng)的有功功率和無(wú)功功率計(jì)算得到；Ud、Uq分別是三相電壓經(jīng)過(guò)dq 變換得到的d 軸電壓值和q 軸電壓值；分別是經(jīng)三次諧波注入后的三相控制信號(hào)；分別是a 相、b 相和c 相的環(huán)流參考值，該環(huán)流參考值由第3.1 節(jié)計(jì)算得到的二次環(huán)流和四次環(huán)流組成；分別是a 相、b相和c 相環(huán)流參考值與實(shí)際值相減后經(jīng)過(guò)PR 控制器的輸出信號(hào)；Ud是直流母線電壓；upa、una分別是a相上橋臂、下橋臂的調(diào)制電壓；upb、unb分別是b 相上橋臂、下橋臂的調(diào)制電壓；upc、unc分別是c 相上橋臂、下橋臂的調(diào)制電壓。upa和una滿足

圖10 環(huán)流控制方案Fig.10 Control scheme of circulating current

4 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提方法，本文建立了基于MMC 系統(tǒng)的并網(wǎng)逆變器模型。直流側(cè)為直流電壓源，交流側(cè)為三相電壓源，采用定輸出電流控制策略。在Matlab/Simulink 中建立了并網(wǎng)MMC 模型，參數(shù)如表1 所示。本文所提方法與常規(guī)方法（不注入共模電壓且抑制環(huán)流）的仿真結(jié)果如圖11 所示。

圖11 Matlab/Simulink 仿真結(jié)果Fig.11 Matlab/Simulink simulation results

為了進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提方法，在RT-LAB 硬件在環(huán)仿真平臺(tái)上進(jìn)行了驗(yàn)證，所用MMC 模型參數(shù)如表1 所示，考慮了開(kāi)關(guān)管死區(qū)時(shí)間、采樣誤差、AD 轉(zhuǎn)換等實(shí)際情況。本文所提方法和常規(guī)方法的實(shí)時(shí)仿真結(jié)果分別如圖12（a）和圖12（b）所示。當(dāng)子模塊電容電壓波動(dòng)率都為10%時(shí)，采用本文所提方法的子模塊電容為0.38 mF，采用常規(guī)方法的子模塊電容為1.7 mF。可知，本文所提方法的子模塊電容容值的需求約為常規(guī)方法的22%。

表1 并網(wǎng)MMC 模型的參數(shù)Tab.1 Parameters of grid-connected MMC model

圖12 RT-LAB 實(shí)時(shí)仿真結(jié)果Fig.12 RT-LAB real-time simulation results

5 結(jié)語(yǔ)

為了減小MMC 子模塊電容容值，本文提出了一種優(yōu)化方法。通過(guò)注入特定幅值和相位的三次共模電壓和二、四次環(huán)流，選取最優(yōu)調(diào)制比，對(duì)子模塊電容電壓紋波進(jìn)行了優(yōu)化。采用本文所提方法可以使子模塊電容容值的需求降低至常規(guī)方法的22%，變換器功率損耗降低至常規(guī)方法的87%，而開(kāi)關(guān)管電流應(yīng)力與現(xiàn)有方法相比只增加0.5%。同時(shí)需指出，由于本文所提方法在調(diào)制比取值較大時(shí)需注入的環(huán)流成分較小，這樣才能降低損耗，因此適用于調(diào)制比接近1.1 的場(chǎng)合。