基于階梯阻抗變換器的寬帶功率放大器設(shè)計(jì)

劉茂林,王 斌,李 冉,藍(lán) 禹

(重慶郵電大學(xué) 光電工程學(xué)院,重慶 400065)

隨著汽車(chē)電子化程度不斷加深,汽車(chē)電子設(shè)備的EMC(電磁兼容)問(wèn)題越來(lái)越受到重視,汽車(chē)EMC 測(cè)試也成為現(xiàn)在汽車(chē)出廠前必要的一項(xiàng)測(cè)試[1]。而功率放大器(簡(jiǎn)稱(chēng)功放)是汽車(chē)EMC 測(cè)試系統(tǒng)中最核心的器件之一,占據(jù)了該系統(tǒng)大部分成本,可為測(cè)試系統(tǒng)提供足夠大的功率來(lái)產(chǎn)生較大的標(biāo)準(zhǔn)測(cè)試場(chǎng)強(qiáng),其性能好壞將直接影響到汽車(chē)EMC 測(cè)試的效果。隨著汽車(chē)EMC 測(cè)試系統(tǒng)測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)的提高,測(cè)試項(xiàng)目的增加和散熱需求的提升,就要求功放覆蓋更寬的頻帶,擁有更高的效率,具有良好的增益平坦度,即對(duì)功放在帶寬、效率和增益平坦度等方面的設(shè)計(jì)提出了更高的要求[2]。因此,汽車(chē)EMC 測(cè)試的功放正朝著寬頻帶、高效率、高增益平坦度等方向不斷發(fā)展,并且寬帶高效率功率放大器的設(shè)計(jì)也成為近年來(lái)功放研究的熱點(diǎn)之一[3]。

目前,在功放的寬頻帶、高效率等研究方向上,國(guó)內(nèi)外的研究者提出了多種技術(shù)方案,在帶寬擴(kuò)展方面,學(xué)者們通過(guò)使用低/帶通濾波結(jié)構(gòu)[4]、負(fù)反饋結(jié)構(gòu)[5]、實(shí)頻技術(shù)[6]、連續(xù)類(lèi)功率放大器[7]等技術(shù)方式來(lái)實(shí)現(xiàn)功率放大器的寬帶化;在效率提高方面,學(xué)者們采用Doherty 功率放大器[8]、逆F 類(lèi)功率放大器[9]、連續(xù)類(lèi)功率放大器[10]等技術(shù)手段來(lái)改善功率放大器的效率。同時(shí),一般來(lái)說(shuō),功放的帶寬和效率是一對(duì)矛盾的變量,對(duì)于要求功放寬帶和高效的場(chǎng)景來(lái)說(shuō),選擇合適的匹配網(wǎng)絡(luò),平衡帶寬和效率性能就是功放設(shè)計(jì)的難點(diǎn)。而對(duì)于多種寬帶化設(shè)計(jì)方案來(lái)說(shuō),階梯阻抗變換器不僅設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,而且擁有良好的寬帶匹配性能和較高的功率效率,被普遍使用在寬帶功率放大器的設(shè)計(jì)中。本文綜合汽車(chē)EMC 測(cè)試系統(tǒng)對(duì)功放的帶寬和效率的要求以及階梯阻抗變換器的優(yōu)點(diǎn),選擇階梯阻抗變化器的匹配方法來(lái)實(shí)現(xiàn)功放的寬頻帶和高效率。

本文基于CREE 公司的GaN HEMT 晶體管CGH40010F,采用階梯阻抗變換器的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò),拓寬了功放的帶寬,提高了功放的效率,同時(shí)獲得良好的增益平坦度,最終研制出一款應(yīng)用于汽車(chē)EMC測(cè)試系統(tǒng)的寬帶功率放大器,其工作頻段為1～ 2 GHz,功率附加效率高于50%,飽和輸出功率大于40.2 dBm,增益平坦度小于±1.5 dB,可以為后續(xù)汽車(chē)EMC 測(cè)試系統(tǒng)的功放設(shè)計(jì)提供參考。

1 AB 類(lèi)功放理論分析

功放的工作狀態(tài)可以根據(jù)晶體管在一個(gè)信號(hào)周期內(nèi)的導(dǎo)通角來(lái)進(jìn)行劃分,而導(dǎo)通角又由功放的直流偏置決定,根據(jù)導(dǎo)通角的不同,可以分為A 類(lèi)、AB 類(lèi)、B 類(lèi)和C 類(lèi),它們之間的線(xiàn)性度依次降低,而效率依次增加。本文設(shè)計(jì)的寬帶功放工作狀態(tài)為AB 類(lèi),AB類(lèi)功放的導(dǎo)通角θ為:180°<θ<360°,其工作效率比A類(lèi)功放高,線(xiàn)性度比B 類(lèi)功放好,在效率和線(xiàn)性度之間有著較好的平衡,可以滿(mǎn)足不同場(chǎng)景的不同需求,應(yīng)用廣泛,其理論效率為50%～78.5%[11]。

柵極-源極電壓波形為:

式中:VGS為柵極-源極電壓的直流分量;vgs為柵極-源極電壓的交流分量;vgsm為交流分量vgs的最大值;ω為其工作的角頻率。

式中:θ為晶體管的導(dǎo)通角;Vt為晶體管的閾值電壓。

那么導(dǎo)通角的余弦值為:

漏極電流的導(dǎo)通角為:

根據(jù)平方律特性,漏極的電流波形為:

根據(jù)線(xiàn)性特性,漏極的電流波形為:

2 寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

2.1 λ/4 階梯阻抗變換器原理

本文采用λ/4 階梯阻抗變換器的匹配方法實(shí)現(xiàn)功放的寬帶設(shè)計(jì)。λ/4 多階梯阻抗變換器的匹配寬度隨著階梯數(shù)目的增加而增加,通過(guò)合理設(shè)計(jì)λ/4 多階梯阻抗變換器,可以獲得比同長(zhǎng)度的漸變線(xiàn)更加良好的匹配性能,在射頻寬帶功率放大器的設(shè)計(jì)中有著較高的實(shí)用價(jià)值[12]。λ/4 多階梯阻抗變換器的結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 λ/4 多階梯阻抗變換器示意圖Fig.1 Schematic of the λ/4 multistep impedance converter

本文以二階梯阻抗變換器為例來(lái)介紹其匹配原理,如圖2 所示,圖中Z1、Z2分別為第一、第二階變換器的特性阻抗,Z0、ZL分別為其兩端外接阻抗。假設(shè)線(xiàn)長(zhǎng)為L(zhǎng)=λ0/4(λ0為中心頻點(diǎn)波長(zhǎng)),對(duì)應(yīng)的電長(zhǎng)度為;對(duì)于低頻點(diǎn)f1,對(duì)應(yīng)波長(zhǎng)為λ1,電長(zhǎng)度為;對(duì)于高頻點(diǎn)f2,對(duì)應(yīng)波長(zhǎng)為λ2,電長(zhǎng)度為。

變換器各點(diǎn)處的反射系數(shù)為:

圖2 二階梯阻抗變換器Fig.2 Two-step impedance converter

在T0面上的反射電壓之和可用式(8)表示:

式中:Ui為一入射電壓波。

則反射系數(shù)為:

同理,對(duì)于N階梯阻抗變換器,其在T0面的反射系數(shù)為:

對(duì)Γ取模:

對(duì)于不同的Γ0,Γ1,Γ2,…,可以有多個(gè)θ值,使Γ=0,而θ又與λ成反比,即與f成正比。對(duì)于合理設(shè)計(jì)的λ/4 多階梯阻抗變換器,可以有多個(gè)工作頻帶內(nèi)的頻率值f使|Γ| 等于零,從而實(shí)現(xiàn)寬帶匹配,并且擁有良好的匹配性能。

2.2 寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

在ADS 軟件中,使用階梯阻抗變換器的寬帶匹配方法,可以設(shè)計(jì)并得到所需要的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)。具體匹配設(shè)計(jì)過(guò)程如下,首先在ADS 軟件中通過(guò)負(fù)載牽引的方法在多個(gè)頻點(diǎn)處牽引出晶體管的最佳源阻抗和最佳負(fù)載阻抗,然后選擇某一頻點(diǎn)處的最佳源阻抗和最佳負(fù)載阻抗作為寬帶匹配的最優(yōu)值,表1 為晶體管在頻帶內(nèi)5 個(gè)頻點(diǎn)處的最佳源阻抗和最佳負(fù)載阻抗。為保證功放的效率和輸出功率最大以及實(shí)現(xiàn)更寬的頻帶,綜合考慮后,本文選用1.5 GHz 處的源阻抗(23.6+j25.6) Ω 和負(fù)載阻抗(17.7+j6.7) Ω 進(jìn)行寬帶匹配設(shè)計(jì)。

表1 晶體管在頻帶內(nèi)5 個(gè)頻點(diǎn)處的最佳源阻抗和最佳負(fù)載阻抗Tab.1 Optimal source impedance and optimal load impedance of the transistor at 5 frequency points in the frequency band

然后采用前一節(jié)介紹的λ/4 多階梯阻抗變換器理論,結(jié)合最優(yōu)源阻抗和負(fù)載阻抗,選擇三階梯阻抗變換器,計(jì)算出寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)的初始值,該網(wǎng)絡(luò)完成功放的共軛匹配,實(shí)現(xiàn)功放最大功率輸出。具體計(jì)算過(guò)程如下,以輸出匹配網(wǎng)絡(luò)為例,首先計(jì)算出相對(duì)帶寬:

計(jì)算出阻抗轉(zhuǎn)換比:

根據(jù)相對(duì)帶寬和阻抗轉(zhuǎn)換比,查文獻(xiàn)[12]中多階阻抗變換器的帶內(nèi)駐波比和R及Wq的關(guān)系表,得到所需的階數(shù)為三階,再查多階阻抗變換器的各階歸一化特性阻抗表得到各階的歸一化阻抗值z(mì)1=1.1779,z2=。

反歸一化后,得到各階變阻器的阻抗值:Z1=20.8488,Z2=29.6174,Z3=42.0711。又因?yàn)楦麟A變阻器為λ/4 微帶線(xiàn),所以知道微帶線(xiàn)電長(zhǎng)度,選擇好合適的板材,再用ADS 軟件的LineCalc 功能,計(jì)算出各階微帶線(xiàn)的寬度Wn和長(zhǎng)度Ln,三階微帶線(xiàn)初始值如下:W1=3.7 mm,L1=28.2 mm,W2=2.3 mm,L2=28.7 mm,W3=1.4 mm,L3=29.4 mm。

最后使用ADS 軟件優(yōu)化網(wǎng)絡(luò)的初始值,使整個(gè)頻帶內(nèi)S11小于-10 dB,最終得到所設(shè)計(jì)的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。同理,計(jì)算并優(yōu)化得出輸入匹配網(wǎng)絡(luò),所設(shè)計(jì)的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)如圖3 所示,圖中數(shù)據(jù)1.5/17.5 分別表示一段微帶線(xiàn)的寬度w和長(zhǎng)度l,單位mm。經(jīng)仿真驗(yàn)證,所設(shè)計(jì)的輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)均滿(mǎn)足所設(shè)計(jì)功放的性能指標(biāo)要求。

圖3 輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)Fig.3 The input match network and output match network

3 功放的仿真與優(yōu)化

功放設(shè)計(jì)的主要步驟如下:(1)選擇合適的靜態(tài)工作點(diǎn),確定功放的工作狀態(tài);(2)對(duì)偏置電路進(jìn)行設(shè)計(jì),需要注意偏置電路的電流承受能力,旁路及耦合電容的選擇;(3)需要判斷功放是否穩(wěn)定,由于本文晶體管在1～2 GHz 頻段內(nèi)不完全穩(wěn)定,為保證其能正常穩(wěn)定工作,必須在輸入網(wǎng)絡(luò)中加入RC 并聯(lián)穩(wěn)定電路;(4)根據(jù)前一節(jié)所設(shè)計(jì)的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)完成功放的阻抗匹配設(shè)計(jì),搭建出功放完整的電路原理圖。

完成設(shè)計(jì)后,在ADS 軟件中對(duì)功放進(jìn)行原理圖的諧波仿真,優(yōu)化其效率、輸出功率、增益及增益平坦度等重要仿真參數(shù)。進(jìn)行原理圖仿真后,開(kāi)始版圖仿真,仿真出更貼近實(shí)際情況的仿真結(jié)果,并微調(diào)功放的版圖數(shù)據(jù),提高電路設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確性,得到實(shí)際加工版圖的尺寸數(shù)據(jù)。

本文選用GaN HEMT 器件CGH40010F 晶體管和Rogers 4350B 板材來(lái)設(shè)計(jì)寬帶功率放大器,經(jīng)ADS 軟件的仿真優(yōu)化后,最終得到功放完整原理圖,如圖4所示。

圖4 功放完整原理圖Fig.4 Complete schematic of PA

經(jīng)原理圖和版圖仿真后,得到該功放的小信號(hào)S參數(shù)及大信號(hào)性能參數(shù)的仿真結(jié)果,分別如圖5 和圖6 所示。仿真結(jié)果表明,在工作頻段內(nèi),S21為19～20 dB,S11在大部分頻段內(nèi)小于-10 dB,性能良好,對(duì)于大信號(hào)性能方面,飽和輸出功率超過(guò)42 dBm,飽和功率附加效率大于58%,增益為18.6～19.5 dB。由此可見(jiàn),所設(shè)計(jì)功放在輸出功率、增益及效率等性能指標(biāo)上均表現(xiàn)良好。

圖5 小信號(hào)S 參數(shù)的仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of small signal S parameters

圖6 大信號(hào)性能的仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results of large signal performance

4 功放的加工與測(cè)試

在ADS 軟件中優(yōu)化功放設(shè)計(jì),使其性能指標(biāo)均滿(mǎn)足設(shè)計(jì)目標(biāo)要求后,對(duì)所設(shè)計(jì)的功放開(kāi)展版圖布局、實(shí)物加工、性能測(cè)試等工作。版圖布局及性能測(cè)試時(shí)需注意以下幾點(diǎn):(1)為便于焊接電源線(xiàn),需要在上電點(diǎn)預(yù)留2 mm×2 mm 或3 mm×3 mm 的焊盤(pán),為了將功放板固定,需要在板子四周均勻布置螺絲孔,同時(shí)為避免各微帶間產(chǎn)生干擾,需要控制各微帶的間距大小;(2)考慮到功放對(duì)散熱的需求,根據(jù)版圖的平面布局專(zhuān)門(mén)設(shè)計(jì)了一塊散熱鋁板,以保證功放正常工作;(3)測(cè)試中必須嚴(yán)格注意上電與下電順序,上電時(shí)先加?xùn)艠O負(fù)電壓,再加漏極正電壓,下電順序與其正好相反,以防晶體管被擊穿;(4)調(diào)試過(guò)程中,必須在電路中加入隔離器,使其作為保護(hù)器件,防止因阻抗不匹配而形成的駐波毀壞器件;(5)由于實(shí)驗(yàn)室信號(hào)源輸出功率有限,為保證測(cè)試功放的輸入功率滿(mǎn)足要求,需在前一級(jí)添加驅(qū)動(dòng)級(jí)功放。功放加工版圖如圖7 所示,實(shí)物圖如圖8 所示,其整體尺寸為38.4 mm×121.2 mm。

圖7 功放加工版圖Fig.7 PA processing layout

圖8 功放實(shí)物圖Fig.8 The prototype of PA

為保證功放工作在設(shè)定的工作點(diǎn),測(cè)試前要根據(jù)功放的靜態(tài)工作電流來(lái)確定工作點(diǎn)電壓,以避免因晶體管和仿真模型的差異而引入誤差,本文漏極靜態(tài)電流設(shè)置為235 mA,調(diào)試后確定柵極的工作電壓為-2.63 V,漏極工作電壓為設(shè)定的28 V。測(cè)試主要使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀N5242A、信號(hào)發(fā)生器E4438C、頻譜分析儀N9010A、電壓源DF1731SLL3A、隔離器2JC-8167-L、30 dB 衰減器等測(cè)試器件。

經(jīng)過(guò)不斷調(diào)試并測(cè)試后,得到了較為優(yōu)異的測(cè)試結(jié)果,所設(shè)計(jì)功放的小信號(hào)和大信號(hào)測(cè)試結(jié)果分別如圖9 和圖10 所示。由圖9 和圖10 的測(cè)試結(jié)果圖可以看出,相較于小信號(hào)和大信號(hào)的仿真結(jié)果,測(cè)試的S參數(shù)和大信號(hào)性能參數(shù)在工作頻帶內(nèi)均出現(xiàn)了一定程度的惡化。其中,S11惡化較為嚴(yán)重,但在大部分頻帶內(nèi)依然小于-6.5 dB,S21惡化2～3 dB,為15.0～19.9 dB。其次,大信號(hào)性能參數(shù)也有一定程度惡化,在工作頻帶內(nèi),增益為15.2～17.5 dB,飽和功率附加效率大于50%,飽和輸出功率大于40.2 dBm,增益平坦度小于±1.5 dB,測(cè)試結(jié)果達(dá)到預(yù)期的指標(biāo)。

圖9 小信號(hào)S 參數(shù)的測(cè)試結(jié)果Fig.9 Test results of small signal S parameters

圖10 大信號(hào)性能的測(cè)試結(jié)果Fig.10 Test results for large signal performance

上述實(shí)物測(cè)試與仿真結(jié)果的差異可能來(lái)源于以下幾點(diǎn):(1)仿真時(shí)所使用的晶體管和電容的仿真模型與實(shí)物之間存在誤差;(2)加工的誤差和焊接的焊錫均會(huì)引入不必要的誤差;(3)功放發(fā)熱引起的熱效應(yīng)會(huì)影響功放的工作狀態(tài);(4)各種射頻連接器件也會(huì)引入插損,造成誤差。為了避免上述的誤差,就需要選擇更高的加工精度,擁有更好的焊接條件,選用更精確的仿真模型,提高功放散熱的能力,做到上述幾點(diǎn)后,測(cè)試結(jié)果將與仿真設(shè)計(jì)結(jié)果更加吻合。

表2 為本文設(shè)計(jì)功放與近年發(fā)表相關(guān)文獻(xiàn)所設(shè)計(jì)功放的性能參數(shù)對(duì)比。從表2 可以看出,本文設(shè)計(jì)的功放擁有高達(dá)66.7%的相對(duì)帶寬,同時(shí)功放的輸出功率和功率附加效率均表現(xiàn)優(yōu)異,因此整體性能較為出色。與文獻(xiàn)[3]相比,本文克服了F 類(lèi)或逆F 類(lèi)功放頻帶較窄的問(wèn)題;與文獻(xiàn)[7]相比,本文在頻帶寬帶方面更為優(yōu)秀,結(jié)構(gòu)更加簡(jiǎn)單;與文獻(xiàn)[14]相比,本文在更高的頻帶內(nèi)擁有更高的效率。因此,本文設(shè)計(jì)的功放在頻帶和效率上具有一定的優(yōu)勢(shì),可為未來(lái)的汽車(chē)EMC 測(cè)試的高功率功放設(shè)計(jì)提供參考。

表2 本文功放與其他文獻(xiàn)功放的性能對(duì)比Tab.2 The performance comparison between the power amplifier in this paper and those in other literatures

5 結(jié)論

本文使用ADS 仿真軟件對(duì)功放電路進(jìn)行仿真設(shè)計(jì),并選用GaN HEMT 器件CGH40010F 晶體管和Rogers 4350B 板材實(shí)現(xiàn)了寬帶功率放大器的設(shè)計(jì)。該功率放大器采用階梯阻抗變換器的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò),實(shí)現(xiàn)了功放寬帶高效率輸出功率的目標(biāo)。實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果表明,在工作頻段1～2 GHz 內(nèi),飽和輸出功率≥40.2 dBm,增益平坦度≤±1.5 dB,功率附加效率≥50%,同時(shí)輸入輸出端駐波系數(shù)均小于2。本文設(shè)計(jì)的寬帶放大器在帶寬與效率等方向表現(xiàn)良好,可以為汽車(chē)EMC 測(cè)試的寬帶高功率放大器的研究與設(shè)計(jì)提供一定的理論參考。