基于復合控制兩級逆變器系統優(yōu)化

吳玉良，王 凱，王成悅，趙藝雷，徐文斌

（合肥同智機電控制技術有限公司，安徽 合肥 236000）

0 引 言

隨著社會科技的進步，逆變器的應用越來越廣。因此對于整體性能有著更高的需求，要求系統輸出電壓具有良好的穩(wěn)定性、響應的快速性以及優(yōu)良的精確性。為了符合系統的性能要求，則需將多種控制算法結合形成復合控制應用于整個系統。

逆變器系統應用主要由單級和兩級串聯結構組成，其中單級逆變器結構簡單，元器件使用較少，但是單級系統一般沒有電氣隔離，存在一定的安全隱患。兩級串聯結構有很多種，本文采用的是前級推挽結構串聯后級全橋逆變電路。該結構具有輸入范圍較寬，同時輸入輸出具有電氣隔離，以及前后級可以進行功率解耦，分別控制等優(yōu)點[1]。

本文主要包括4個部分：首先，闡述了兩級逆變器系統的工作原理；其次，設計了雙環(huán)控制策略和重復控制器，并且搭建整個逆變器系統Simulink仿真模型；然后，系統在不同控制策略下仿真分析對比；最后，將復合控制算法應用在基于TMS320F28069芯片的2 kW逆變器系統中，進一步驗證其控制算法的正確性。

1 二級逆變器系統原理

二級逆變器系統是由前級推挽結構串聯后級逆變電路組合而成的，其中系統框圖如圖1所示。本文中的直流輸入電壓是20～30 V可變的，然后經過推挽變壓器升壓，再進行二極管整流后給母線電容充電。得到穩(wěn)定母線電壓傳輸給逆變器作為輸入源，經過全橋逆變后再進行LC濾波進而得到220 V/50 Hz正弦交流輸出。

圖1 逆變器系統框圖

其中逆變器采用單極性正弦脈沖調制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）的發(fā)波方式，由4個MOS管組成低頻橋臂和高頻橋臂。低頻橋臂是以50 Hz的頻率兩個MOS管交替導通，而高頻橋臂是MOS管開關頻率上下兩管交替導通，且導通的占空比隨著正弦信號變化。為了防止兩組上下橋臂直通，則每組相互導通的MOS管必須留有一定的死區(qū)時間。單極性SPWM控制方式由于存在低頻橋臂，這樣就會減小MOS管開通和關斷損耗。

2 復合控制策略設計

2.1 雙環(huán)控制策略設計

本文采用電壓外環(huán)和電流內環(huán)組成的雙環(huán)控制系統，其中外環(huán)控制輸出電壓的幅值，內環(huán)基準給定是外環(huán)輸出，這樣內環(huán)可以起到輸出限流的目的，同時加快系統響應速度[2]。整個系統控制設計流程圖如圖2所示。

由圖2可知，外環(huán)給定參考電壓與輸出反饋電壓進行比較作差，經過電壓環(huán)PI調節(jié)器后輸出即作為電流內環(huán)的給定值，同時為了防止輸出電流出現擾動信號，所以將負載電流作為前饋補償到電壓環(huán)中，這樣改善了系統抗負載擾動能力。電流環(huán)得到給定值后與反饋的電感電流進行比較作差，再經過PI調節(jié)器后輸出值與三角載波進行比較得到相應的驅動信號，其中在電流環(huán)中也將輸出電壓作為前饋環(huán)節(jié)補償到電流環(huán)PI輸出中，同樣提高了電流環(huán)的抗干擾能力[3]。

圖2 雙環(huán)控制流程圖

根據上述逆變器的原理圖，可得到系統的狀態(tài)方程如式（1）[4]所示：

式中，r為電感的內阻，通過整理可得當系統空載時（R→∞）的傳遞函數如式（2）：

當系統加入電壓環(huán)和電流環(huán)進行控制時，由圖1整個系統框圖可得出系統在輸入是正弦參考電壓信號時閉環(huán)傳遞函數分別如式（3）所示：

式中，kvp,kvi,kip,kip分別表示電壓環(huán)的比例和積分系數以及電流環(huán)的比例和積分系數；L,C,r分別表示逆變器濾波電感電容還有電感的內阻。將具體參數設計代入式（3）中，可得如下傳遞函數：

2.2 重復控制

重復控制是一種基于內模原理的控制方式，主要針對一些周期性的擾動進行抑制，從而實現系統高精度的穩(wěn)態(tài)輸出。由于重復控制是檢測到系統在一個周期的某個時刻出現擾動信號，則認定在下個周期的相同時刻也會出現同樣的擾動信號，進而對下個周期該時刻的信號進行校正補償[5]。在逆變電源中特別是帶非線性負載（RCD負載）時，輸出波形的諧波分量較大且質量較差，采用重復控制其輸出波形將得到改善。由于重復控制是在下一個周期再對系統的擾動信號進行校正，因此系統將會延時一個周期，這也將導致系統的動態(tài)響應變差[6]。本文將重復控制和雙環(huán)控制結合運用，使得系統在穩(wěn)定的情況下，既能夠快速響應又能夠高精度穩(wěn)態(tài)輸出。重復控制的系統框圖如圖3所示。

圖3 重復控制系統框圖

圖3中N表示一個周期的采樣次數，Q(z)為低通濾波器，C(z)為重復控制的補償器。根據圖3可得到內模模型的傳遞函數和差分方程分別如式（5）所示：

通過仿真分析取Q(z)=0.95，這樣由式（5）可得重復控制將上一個周期輸入信號衰減5%疊加到當前周期的誤差信號中，這樣減小了系統的擾動誤差累積過程直到系統穩(wěn)定輸出。圖3中C(z)補償器是重復控制的核心，針對誤差信號進行相位和幅值補償校正，從而快速抑制外部擾動信號，使系統達到穩(wěn)定輸出。為了簡化數字控制設計，其中C(z)包括重復控制增益k，相位超前環(huán)節(jié)zk兩部分，如式（6）所示：

逆變器系統中的載波頻率是19.2 kHz，采樣周期也是19.2 kHz，正弦波頻率50 Hz，得到N=384，其中k設計為0.125，仿真分析得出相位補償zk=z8。

2.3 系統仿真模型

根據上述圖1系統的原理框圖，可搭建系統的Simulink仿真模型如圖4所示，其中逆變器控制部分采用S-Function編寫。

圖4 二級逆變器系統Simulink仿真模型

3 仿真與實驗結果分析

3.1 仿真結果分析

根據圖4搭建的Simulink系統模型，利用雙環(huán)控制策略進行不同狀態(tài)下的仿真得到波形如圖5所示，并且通過快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform，FFT）對額定負載和整流性負載輸出電壓波形進行分析得到總諧波失真（Totel Harmonic Distortion，THD）分別為2.1%和3.6%。

圖5 不同狀態(tài)系統輸出波形

根據上述系統模型，對其采用雙環(huán)控制和重復控制組合成的復合控制進行仿真分析，得到圖6，并通過FFT進行兩種工況對輸出電壓波形分析得到THD分別為1.07%和2.27%。

圖6 不同狀態(tài)系統輸出波形

通過對比分析上述波形圖可得到，復合控制比雙環(huán)控制在額定負載穩(wěn)態(tài)輸出的情況下電壓輸出的THD更小，動態(tài)性能更好。特別是在整流性負載時，復合控制輸出電壓的THD減小很多。

3.2 實驗結果與分析

本文基于TMS320F28069芯片搭建2 kW逆變器實驗平臺進行驗證仿真結果，輸入是20～30 V直流電，經過推挽升壓到母線電壓，最后通過逆變器控制輸出220 V/50 Hz的正弦交流電。其中逆變器采用復合控制策略，實驗得到驅動波形以及不同狀態(tài)電壓波形如圖7所示。通過對比實驗結果分析可知，復合控制策略與仿真的結果基本一致。

圖7 實驗驅動和不同狀態(tài)輸出電壓電流波形

4 結 論

通過仿真分析可得，復合控制在額定負載和整流性負載情況下，系統輸出的電壓波形THD相比雙環(huán)控制分別減少了約1%和1.3%。同時在動態(tài)投卸載的過程中，復合控制也能快速響應外部擾動。并且實驗結果與仿真結果也是基本保持一致的。綜上所述，由雙環(huán)控制和重復控制形成的復合控制策略使得系統整體的性能得到了一定的改善，輸出波形的質量得到了提高。