CMOS 微波射頻芯片任意溫度系數(shù)自適應(yīng)補(bǔ)償技術(shù)及芯片設(shè)計(jì)*

張 萌陳自然何 寧

(1.航天科工通信技術(shù)研究院有限責(zé)任公司，四川成都 610051；2.東南大學(xué)航天科工通信技術(shù)研究院量子信息與通信聯(lián)合研究中心，江蘇南京 211100)

微波射頻單片集成電路芯片一般采用GaAs、SiGe 或BiCMOS 工藝實(shí)現(xiàn)，這些材料的工作頻率可以到亞毫米波和太赫茲、光波頻段，適用于需要大功率、高速、高溫工作的應(yīng)用場合。但是這些半導(dǎo)體材料在加工工藝等方面存在一定的困難，工藝制成成本昂貴，一般以單個(gè)器件為主。相應(yīng)的芯片在成本與集成度方面較硅基CMOS 工藝有一定劣勢。近年來，CMOS 工藝發(fā)展提速使其單位增益截止頻率向三五族工藝接近，CMOS 工藝的射頻前端的單元電路及收發(fā)芯片的研發(fā)應(yīng)用，CMOS 工藝芯片在雷達(dá)、電子戰(zhàn)等射頻綜合一體化應(yīng)用背景下，可實(shí)現(xiàn)的芯片高集成度、組件小型化、裝配高密度填充等應(yīng)用需求[1-2]。

CMOS 芯片由于其自身工藝特性，在實(shí)際制造中芯片性能隨工藝角、溫度變化較大。最直接的表現(xiàn)是放大器增益隨溫度升高下降顯著，這是由于高溫態(tài)下，CMOS 芯片中的晶體管跨導(dǎo)急劇下降[3-4]。在模擬、中頻段電路設(shè)計(jì)中，可以通過閉環(huán)運(yùn)算放大器的方式解決，此類放大器增益可以設(shè)計(jì)成與芯片內(nèi)兩個(gè)電阻的比值直接相關(guān)。因?yàn)橥N類型的電阻無論隨工藝角變化還是隨溫度變化，雖然其絕對值有較大偏差，但相對比值是固定的，所以中頻放大器的增益也較為容易固定[5]。但是運(yùn)算放大器的增益帶寬積有限，在微波射頻頻段，放大器無法采用閉環(huán)模式設(shè)計(jì)，溫度變化對其影響更為直接和嚴(yán)重。在常溫正常工作的CMOS 放大器芯片，在高溫增益往往會(huì)下降3 dB 甚至更多[6]，對系統(tǒng)應(yīng)用產(chǎn)生較大影響。對CMOS 工藝下微波射頻芯片的溫度補(bǔ)償技術(shù)，尤其是正溫系數(shù)的溫度補(bǔ)償技術(shù)的研究顯得至關(guān)重要。

Qi Quanwen 等人[7]針對微波射頻放大器芯片設(shè)計(jì)提出了一種溫度補(bǔ)償增益穩(wěn)定方法，利用具有可調(diào)比例的PTAT 和CWT 電流的進(jìn)行分段疊加，自動(dòng)生成自適應(yīng)偏置電壓，在較寬的溫度范圍內(nèi)獲得幾乎恒定的增益。莊楚楠等人[8]設(shè)計(jì)了一款溫度系數(shù)可連續(xù)調(diào)節(jié)的帶隙基準(zhǔn)電壓源，通過調(diào)節(jié)MOS柵極電壓控制MOS 漏源等效電阻的連續(xù)可變，進(jìn)而改變電路中的電阻比值，實(shí)現(xiàn)了基準(zhǔn)電壓從負(fù)溫度系數(shù)向正溫度系數(shù)的連續(xù)可調(diào)節(jié)。但以上補(bǔ)償方案均限制于一定的溫度范圍內(nèi)。

首先對CMOS 芯片的工藝特性以及其溫度特性實(shí)質(zhì)進(jìn)行說明，討論傳統(tǒng)的溫度補(bǔ)償方案，繼而提出一種全新的全溫范圍內(nèi)任意溫度系數(shù)溫度補(bǔ)償方法，并在CMOS 0.18 μm 工藝下利用該方法設(shè)計(jì)了一款L 波段溫度補(bǔ)償放大器芯片，通過測試結(jié)果說明該方法的正確性和實(shí)用性。

1 CMOS 工藝及傳統(tǒng)溫度補(bǔ)償分析

CMOS 芯片集成電路設(shè)計(jì)中存在工藝和器件參數(shù)隨溫度變化顯著的問題，以MOS 管的載流子遷移率和閾值電壓為例，與溫度的關(guān)系為[9]:

式中:T0＝300°K，δ≈2.3 mV/℃，如果不進(jìn)行溫度補(bǔ)償，CMOS 芯片受到溫度波動(dòng)較大影響。

首先對芯片工藝角的概念進(jìn)行分析。CMOS 工工藝中通過擴(kuò)散或離子注入等方式控制摻雜濃度。但是由于一定的不可控性，包括擴(kuò)散的濃度梯度差、批次間的不一致性等，會(huì)導(dǎo)致?lián)诫s濃度的變化從而影響MOS 管的性能[10]。MOS 管由于摻雜濃度控制產(chǎn)生的跨導(dǎo)大小偏差導(dǎo)致晶體管等效性能在工藝允許范圍內(nèi)不會(huì)超過某個(gè)最快情況F 或某個(gè)最慢情況S，且依概率分布。因此N 和P 兩種摻雜條件決定NMOS 管和PMOS 管各自快慢速度，出現(xiàn)概率構(gòu)成二維概率密度函數(shù)，如圖1 所示。

圖1 CMOS 工藝角概率分布示意圖

在統(tǒng)計(jì)學(xué)上，芯片出現(xiàn)典型情況(TT)的概率最高，在大多數(shù)情況下SS 高溫和FF 低溫意味著芯片的最極端情況。CMOS 的工藝敏感性同樣體現(xiàn)在溫度特性上，其溫度特性同樣可以用晶體管的等效工作速度表達(dá)。晶體管的跨導(dǎo)公式為[11]:

在晶體管工作寬長比W/L確定的情況下，其跨導(dǎo)gm隨晶體管電子遷移率μn及工作電流ID變化。而溫度每增加1 ℃閾值電壓下降2 mV，導(dǎo)致漏極電流ID增加，但相比電子遷移率μn的下降變化甚為微小。其顯著效果是隨著溫度上升，晶體管跨導(dǎo)gm下降明顯[11]。典型的放大器增益公式為[11]:

式中:RD為放大器等效負(fù)載，在負(fù)載恒定的情況下，隨著溫度上升放大器增益下降。射頻放大器芯片在無法采用閉環(huán)設(shè)計(jì)的情況下，其增益隨溫度升高下降顯著。

傳統(tǒng)的射頻溫度補(bǔ)償方案往往是通過片外溫控衰減器的方式實(shí)現(xiàn)，在整體鏈路中考慮溫度補(bǔ)償設(shè)計(jì)。而在芯片上只能進(jìn)行有限補(bǔ)償:一是通過控制跨導(dǎo)隨溫度變化的程度，即正溫系數(shù)的跨導(dǎo)設(shè)計(jì)方案；另一種則是隨溫度升高的負(fù)載設(shè)計(jì)方案。以TSMC CMOS 0.18 μm 工藝為例，工藝元器件庫中提供的主要片上電阻類型列表如表1所示[12]。

表1 TSMC CMOS 0.18 μm 工藝中金屬層的主要參數(shù)

圖2 為典型的射頻共源共柵放大器電路，往往是采用恒溫偏置和恒溫負(fù)載的方法控制放大器溫漂。采用表1 中無論是溫度系數(shù)還是工藝偏差都是最優(yōu)的恒溫電阻Rphpoly，也不可避免地帶來增益隨溫度下降問題。傳統(tǒng)的溫度補(bǔ)償方法可以設(shè)計(jì)隨溫度升高的偏置電壓Vbias產(chǎn)生電路，其原理是根據(jù)式(3)設(shè)計(jì)隨著溫度升高提升晶體管的工作電流ID以彌補(bǔ)電子遷移率μn下降帶來的跨導(dǎo)gm下降，呈現(xiàn)恒跨導(dǎo)gm偏置；另一種方法則是設(shè)計(jì)隨溫度升高而上升的等效負(fù)載R3、R4，根據(jù)式(4)彌補(bǔ)增益的下降。然而這兩種方法都有缺陷，下面將逐一進(jìn)行分析。

圖2 射頻共源共柵放大器原理圖

隨溫度升高的偏置電壓Vbias溫度補(bǔ)償技術(shù)可以通過簡單的正溫電阻和負(fù)溫電阻串聯(lián)的方式，如采用正溫系數(shù)的電阻Rpplus 和負(fù)溫系數(shù)的電阻Rnhpoly，產(chǎn)生正溫系數(shù)偏置電壓Vbias，如圖3 所示，而晶體管的工作電流為[6]:

在圖2 所示放大器中，共源級(jí)輸入晶體管源極S接地，柵極偏置電壓Vbias上升可以直接導(dǎo)致VGS上升，從而增加晶體管漏極電流ID，從而提高等效跨導(dǎo)gm，達(dá)到增益上升目的。但是此類補(bǔ)償方案會(huì)直接導(dǎo)致放大器芯片電流上升，在功率放大器等大電流工作的放大芯片中，電流上升過大，一方面容易燒毀芯片，另一方面由于負(fù)載分壓直接導(dǎo)致晶體管工作于線性區(qū)而使得增益進(jìn)一步下降。因此該方法的溫補(bǔ)效果十分有限，通過實(shí)踐證實(shí)，此方案實(shí)現(xiàn)溫補(bǔ)后的放大器增益仍然呈現(xiàn)負(fù)溫度系數(shù)，且在高溫段極不穩(wěn)定，大量消耗功耗的同時(shí)不能達(dá)到溫度補(bǔ)償作用，更無法實(shí)現(xiàn)正溫系數(shù)的增益設(shè)計(jì)。

圖3 隨溫度升高的偏置電壓產(chǎn)生原理

隨溫度升高的等效負(fù)載溫度補(bǔ)償技術(shù)可以直接在圖2 所示放大器的負(fù)載端R3、R4使用正溫系數(shù)的電阻。但是通過表1 可以看出，正溫系數(shù)的電阻其工藝偏差都很大，直接影響增益設(shè)計(jì)的準(zhǔn)確度。另一方面，當(dāng)電阻阻值上升時(shí)，在該電阻上形成的壓降增加，會(huì)將正常工作的MOS 管壓迫到線性區(qū)影響整體性能。同時(shí)阱電阻和擴(kuò)散電阻等其節(jié)點(diǎn)電容值較大，直接影響射頻放大器的帶寬。最后射頻放大器設(shè)計(jì)中為了增強(qiáng)其頻率選擇特性，避免負(fù)載壓降過大從而提高放大器整體線性度，往往在放大器負(fù)載端會(huì)使用電感電容諧振的LC 結(jié)構(gòu)，無法設(shè)計(jì)隨溫度上升的等效負(fù)載。因此該方案對射頻放大器的溫補(bǔ)效果有限。

2 任意溫度系數(shù)自適應(yīng)補(bǔ)償方案

射頻放大器任意溫度系數(shù)自適應(yīng)補(bǔ)償方案包括VGA 電路、溫度檢測及誤差比較電路、控制電壓產(chǎn)生電路三部分構(gòu)成。其原理框圖如圖4 所示。

VGA 電路是增益可變的放大器組，通過控制電壓V1、V2～Vn等電壓控制其增益，該并聯(lián)的放大器組的總增益由各VGA 貢獻(xiàn)的分量構(gòu)成。溫度檢測電路完成對環(huán)境溫度的自適應(yīng)功能，需要檢測出環(huán)境溫度并將其與基準(zhǔn)比較并放大誤差產(chǎn)生控制電壓，通過產(chǎn)生的控制電壓V1、V2～Vn形成閉環(huán)的增益控制模式，實(shí)現(xiàn)正溫系數(shù)的射頻放大功能。同時(shí)該原理通過修改參數(shù)也可以實(shí)現(xiàn)任意系數(shù)的溫度補(bǔ)償功能。

圖4 射頻放大器正溫系數(shù)補(bǔ)償方案原理框圖

溫度檢測電路及誤差比較電路利用三極管的精確負(fù)溫特性和恒溫電阻分壓原理實(shí)現(xiàn)[3]。其原理如圖5 所示。首先用二極管接法的三極管電路和電流源產(chǎn)生一個(gè)電壓Y0，利用三極管的負(fù)溫特性，該點(diǎn)電壓隨溫度上升而下降，且斜率恒定。仿真結(jié)果如圖6 所示，在該直線上可以得到各個(gè)溫度點(diǎn)上的具體電壓值。但是從低溫到高溫區(qū)間內(nèi)該電壓變化范圍較小，不能直接用來產(chǎn)生VGA 控制電壓，必須通過誤差比較放大器實(shí)現(xiàn)。

圖5 溫度檢測及誤差放大電路原理圖

誤差比較放大器的基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生辦法可以利用恒溫電阻分壓方式。如前文所述，雖然電阻的阻值絕對值隨溫度和工藝角變化較大，但其比值可以做到基本恒定。選擇需要進(jìn)行補(bǔ)償?shù)臏囟赛c(diǎn)，考察電壓Y0的值，根據(jù)需要的階梯數(shù)通過電阻分壓產(chǎn)生Y1、Y2直到Y(jié)n，并將其和Y0共同送到誤差放大電路的兩個(gè)輸入端，產(chǎn)生近似開關(guān)工作模式的電壓信號(hào)K1～Kn。

如圖5(b)所示，如果M1和M2完全對稱，且假設(shè)M3和M4尺寸一致、I-V特性相同，構(gòu)成一個(gè)鏡像電流源，且均工作在飽和區(qū)。根據(jù)晶體管的工作電流公式(5)可得:

以電阻分壓產(chǎn)生的Y(代表Y1～Yn中某點(diǎn)的值)與電壓Y0的大小關(guān)系作為條件，分析可得:

當(dāng)Y?Y0時(shí)，M1處于截止?fàn)顟B(tài)，推導(dǎo)出M3截止，由于M3和M4是鏡像電流源，所以M4也處于截止?fàn)顟B(tài)。因此沒有電流從Vdd中抽取，電流為0，所以電壓信號(hào)K(代表K1～Kn中某點(diǎn)的值)同樣為0。

當(dāng)Y接近Y0時(shí)，M1處于導(dǎo)通狀態(tài)，推導(dǎo)出M3、M4導(dǎo)通。其中當(dāng)Y＞Y0時(shí)，隨著I1、｜I3｜、｜I4｜增大，M4處分得電壓小，工作在線性區(qū)；當(dāng)Y＜Y0或Y＝Y(jié)0時(shí)，M2、M4工作在飽和區(qū)，因而產(chǎn)生了高增益，可得

式中:r02、r04分別為M2、M4的電阻值。

當(dāng)Y?Y0時(shí)，M2的柵漏電壓將小于驅(qū)動(dòng)門限電壓閾值，導(dǎo)致M2處于截止?fàn)顟B(tài)，而M1、M3在飽和區(qū)工作，M4處于深線性區(qū)并電流接近于0，所以K等于Vdd。

在仿真中以25 ℃和65 ℃為例，先用電阻分壓產(chǎn)生兩條不隨溫度不變化的直線，與Y0交于兩點(diǎn)，繼而產(chǎn)生放大的誤差信號(hào)如圖6 所示。

圖6 控制電壓K1、K2仿真結(jié)果

通過開關(guān)信號(hào)K1～Kn可以經(jīng)過電平轉(zhuǎn)換電路產(chǎn)生合適的控制VGA 增益的電壓V1～Vn，而VGA電路可以采用任何形式的射頻放大器結(jié)構(gòu)，其增益隨控制電壓變化即可。最后根據(jù)實(shí)際要求，可以設(shè)計(jì)出任意斜率、任意階梯級(jí)數(shù)、任意增益范圍的射頻溫度補(bǔ)償電路。

3 L 波段自適應(yīng)正溫系數(shù)溫補(bǔ)芯片設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證該溫度補(bǔ)償理論的正確，作者設(shè)計(jì)了一款具有10 dB 增益范圍、正溫系數(shù)、2 級(jí)階梯的L波段自適應(yīng)溫度補(bǔ)償放大器芯片。芯片的原理框圖如圖7 所示。包括射頻輸入匹配單元、射頻溫度補(bǔ)償放大器單元和輸出驅(qū)動(dòng)放大器單元3 部分。芯片采用單端輸入單端輸出的形式。芯片內(nèi)部采用差分傳輸模式，一方面可以抑制偶次諧波，另一方面可以抑制共模噪聲，同時(shí)可以提高芯片的可靠性。

圖7 L 波段自適應(yīng)正溫系數(shù)溫補(bǔ)放大器芯片原理框圖

輸入級(jí)主要實(shí)現(xiàn)射頻寬帶匹配級(jí)低噪聲放大功能，輸入匹配直接影響送入放大器信號(hào)的質(zhì)量。同時(shí)第一級(jí)電路的噪聲性能直接影響系統(tǒng)的噪聲，故該級(jí)放大器的噪聲系數(shù)需要盡可能低。因此輸入匹配單元LNA 采用級(jí)聯(lián)共柵結(jié)構(gòu)和級(jí)聯(lián)共源共柵結(jié)構(gòu)的單轉(zhuǎn)雙電路，在滿足信號(hào)寬帶匹配的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)信號(hào)的單端轉(zhuǎn)差分功能[13-14]。

中間級(jí)VGA 實(shí)現(xiàn)溫度補(bǔ)償及信號(hào)的電壓放大功能。輸入級(jí)放大器為了兼顧寬帶匹配和噪聲性能，不可能實(shí)現(xiàn)很高的增益，而該級(jí)的可提供高增益并延展帶寬。利用高增益分布式放大器的設(shè)計(jì)理念和設(shè)計(jì)過程可以滿足該級(jí)放大器的設(shè)計(jì)[3]。

輸出級(jí)Driver 主要實(shí)現(xiàn)射頻信號(hào)的輸出匹配及功率驅(qū)動(dòng)功能。前兩級(jí)放大電路提供的高電壓增益都是在高阻抗上實(shí)現(xiàn)的，而輸出條件一般是50 Ω 負(fù)載，為了實(shí)現(xiàn)同樣的功率增益，需要設(shè)計(jì)滿足匹配條件的功率放大電路，滿足系統(tǒng)的高功率輸出及高線性度特性。因此輸出級(jí)放大器應(yīng)該采用功率放大器的設(shè)計(jì)思想及衡量標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

芯片顯微照片如圖8 所示，面積約為1.7 mm×0.9 mm。

芯片的測試結(jié)果顯示，芯片具有良好的輸入、輸出匹配及反向隔離度，增益隨溫度變化實(shí)現(xiàn)兩級(jí)補(bǔ)償功能，補(bǔ)償范圍10 dB，補(bǔ)償點(diǎn)為25 ℃和65 ℃，與設(shè)計(jì)預(yù)期相符。在溫度補(bǔ)償階躍點(diǎn)，相位無明顯突變。芯片S參數(shù)測試結(jié)果如圖9～圖11 所示。

表2 給出了該芯片的主要指標(biāo)。

圖8 L 波段正溫系數(shù)溫度補(bǔ)償放大器芯片照片

圖9 芯片-40 ℃環(huán)境下S 參數(shù)測試結(jié)果

圖10 芯片25 ℃環(huán)境下S 參數(shù)測試結(jié)果

圖11 芯片65 ℃環(huán)境下S 參數(shù)測試結(jié)果

表2 L 波段正溫系數(shù)溫度補(bǔ)償放大器芯片主要參數(shù)

4 結(jié)束語

測試結(jié)果說明，針對L 波段設(shè)計(jì)的自適應(yīng)溫度補(bǔ)償放大器芯片與預(yù)期設(shè)計(jì)結(jié)果近似，可以實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)正溫系數(shù)增益補(bǔ)償功能。該結(jié)果可以驗(yàn)證前文理論分析的正確性，繼而推廣到各微波射頻頻段、任意溫度系數(shù)、任意補(bǔ)償區(qū)間及任意階梯級(jí)數(shù)。該研究成果在溫度補(bǔ)償方案方面提出創(chuàng)新思想對CMOS微波射頻芯片的溫度特性的劣勢實(shí)現(xiàn)了較大程度的彌補(bǔ)，結(jié)合型號(hào)裝備需求可以解決實(shí)際應(yīng)用問題，具有廣泛的工程化應(yīng)用前景。對微波射頻芯片產(chǎn)品化設(shè)計(jì)有一定指導(dǎo)意義。