基于磁路并聯(lián)的單極式AC/DC電力電子變壓器

吉 宇，王沁洋，張思耕，徐曉軼，姚文熙

（1.國網(wǎng)江蘇省電力有限公司南通供電分公司，南通 226006；2.浙江大學電氣工程學院，杭州 310027）

隨著可再生能源發(fā)電在配電網(wǎng)中滲透率的不斷提高，電力系統(tǒng)的潮流控制變得更加復雜。電力電子變壓器PET（power electronics transformer）具有優(yōu)越的潮流控制能力，近年來獲得了廣泛的研究[1]，并代替配電變壓器在一些綜合能源示范中心獲得了成功應用[2]。PET采用電力電子技術來實現(xiàn)高壓交流電與低壓交流電之間的電力轉(zhuǎn)換，從而能夠?qū)﹄娏Τ绷鬟M行主動控制。但是PET不僅要耐受較高電壓，還需要實現(xiàn)電氣隔離和交流變換功能，是一種非常復雜的電力電子設備。

通常PET采用串、級聯(lián)的組合拓撲結構。經(jīng)典的解決方案是采用整流、隔離和逆變的三級功率變換結構，并且對高壓側采用原邊串聯(lián)、副邊并聯(lián)的模塊化結構，這種結構技術較為成熟，三相和各級之間的控制相互解耦，是目前采用最多的方案。但是，這種拓撲需要使用數(shù)量眾多的隔離變壓器和直流濾波電容，使得它的功率密度和效率都不高。因此，在此基礎上，出現(xiàn)了一些列改進方案[3-13]。文獻[3]給出了一種采用單個高壓變壓器的改進方案，利用模塊化多電平MMC（modular multilevel converter）橋臂來承受一次側的高電壓，這種方式的PET僅采用一個高頻變壓器，系統(tǒng)結構更加整體化，利于提高功率密度。但是MMC橋臂仍然需要大量直流濾波電容，而且需要額外的環(huán)流對MMC的子模塊進行均壓，會產(chǎn)生額外損耗。為了解決單相子模塊的功率脈動問題，文獻[4]給出了一種矩陣式PET方案，采用交交轉(zhuǎn)換直接將工頻交流電轉(zhuǎn)換成高頻交流電，作用在高頻變壓器上，從而可以利用高頻環(huán)流來抑制直流電容上的工頻紋波，部分縮減了電容的使用量，但是高頻環(huán)流仍然會引起額外的損耗。文獻[5]在三相PFC技術中采用了單級的模塊串聯(lián)的技術，能夠利用三相之間的功率補償來抑制工頻紋波，從而可以省去每個模塊中的直流電容。文獻[6]進一步將這種技術應用到三相DAB中，實現(xiàn)了能量的雙向傳輸，具備了PET的基本功能，但是將這種技術應用到PET中時，仍然需要采用大量的隔離變壓器，并且在每個模塊內(nèi)部都需要采用高電壓等級的絕緣措施。文獻[7]提出了一種磁路并聯(lián)的高頻變壓器結構，其原邊仍然采用多個繞組，兼容模塊化的結構，而副邊則使用統(tǒng)一的繞組，這就避免了在模塊內(nèi)部同時出現(xiàn)原副邊電路，降低了模塊內(nèi)部的絕緣要求，利于提高PET的功率密度。

本文將磁路并聯(lián)思想與多端口DAB相結合，研究了一種基于磁路耦合的三相單級式AC/DC PET技術。通過多端口DAB將三相功率在變壓器上匯合，不需要在模塊內(nèi)部配置直流電容來濾除工頻紋波；再利用磁路耦合的方式，將每個模塊的輸出量從電改為磁場，從而降低了模塊內(nèi)部的絕緣要求，利于提高系統(tǒng)的功率密度。

1 磁路并聯(lián)單級AC/DC PET拓撲

為了兼容傳統(tǒng)配電網(wǎng)，PET需要接入中壓交流電網(wǎng)，而在低壓側除了傳統(tǒng)的低壓交流端口外，為了更好地吸納分布式發(fā)電和接入各種電力電子設備，通常還需要提供低壓直流端口。因而，傳統(tǒng)PET方案采用模塊化和多級結構。系統(tǒng)結構如圖1所示，其中高壓交流與低壓直流之間的功率轉(zhuǎn)換是PET的核心部分，將其稱為AC/DC PET，用于實現(xiàn)高壓和隔離的功率變換，通常采用模塊化結構，模塊內(nèi)部包括一級整流電路和一級隔離DC/DC電路，模塊之間采用高壓側串聯(lián)、低壓側并聯(lián)的方式，以分別提高電壓和電流的處理能力。在低壓側，為了和傳統(tǒng)的交流負載兼容，通常還會采用一級常規(guī)的逆變器來實現(xiàn)直流與交流之間相互轉(zhuǎn)換。本文重點討論其中關鍵的AC/DC PET技術。

圖1 傳統(tǒng)三級式PETFig.1 Traditional three-stage PET

傳統(tǒng)AC/DC PET拓撲雖然使用了模塊化結構，但模塊內(nèi)需要較大的儲能電容和較多的隔離變壓器。由于變壓器繞組之間需要高壓隔離，尤其繞組的引出端需要設計足夠的爬電距離，使得變壓器很難集成到變流器模塊中，模塊的功率密度不易提高。因而，本文從兩方面對模塊進行改進：首先將模塊改造為完全的高壓模塊，也就是移出其中的低壓電路，并將磁場作為模塊與低壓側電路之間能量傳輸?shù)慕橘|(zhì)，這樣模塊內(nèi)也取消了低壓側的電氣端口，使得模塊內(nèi)部的電位差都保持相對較小，因而可以將變壓器的原邊繞組與磁芯集成到高壓變流器模塊中，并且通過副邊磁路的耦合，減少變壓器的副邊繞組數(shù)量和端口數(shù)目，從而減小系統(tǒng)體積，利于高功率密度設計；其次，將模塊內(nèi)的兩級結構改為單級結構，利用雙向開關對交流電壓進行斬波，省去了中間直流側的濾波電容。模塊內(nèi)部結構如圖2所示，其中的開關為雙向開關，可以采用兩個IGBT功率器件反向串聯(lián)組成，或使用反向阻斷性IGBT反向并聯(lián)組成。

圖2 高壓側模塊內(nèi)部電路Fig.2 Internal circuit of high-voltage module

將改進后的模塊組合起來就形成了新的AC/DC PET拓撲，高壓側仍然采用模塊串聯(lián)的方式組合，以承受較高電壓。而低壓側則通過高壓絕緣護套的繞組串在一起繞制，如圖3所示。由于模塊內(nèi)部省去了直流電容，因而每個模塊的功率都是工頻脈動的，單相所有模塊串聯(lián)起來后功率仍然是工頻脈動的，但是將三相組合起來，采用適當?shù)目刂品绞剑K之間輸出功率就可以相互補充，在低壓側形成平穩(wěn)的功率。

圖3 PET系統(tǒng)結構Fig.3 System structure of PET

2 單級AC/DC PET的工作原理

2.1 等效電路分析

在圖2所示的高壓側模塊內(nèi)，通過控制4個雙向開關管，將輸入的交流電壓斬波成高頻交流方波。設輸入電容電壓為uc，加在變壓器繞組上的電壓為ut。當Q1和Q4導通時，ut=uc；當Q2和Q3導通時，ut=-uc；Q1和Q2或者Q3和Q4導通時，ut=0。圖4給出了uc＞0時的開關管控制信號，其中Q1和Q2、Q3和Q4的控制信號互補，Q1和Q4的控制信號脈寬相同，相差180°。通過該方式的控制，ut產(chǎn)生了正負對稱的交流方波，方波的幅值為uc，脈沖寬度可調(diào)，設為d，d＜Ts/2，波形的頻率則為開關頻率fs；當uc＜0時，將Q1和Q2、Q3和Q4的控制信號對調(diào)，可使ut產(chǎn)生相同的電壓波形，此時方波的幅值為|uc|。

圖4 高壓模塊控制波形（uc＞0）Fig.4 Control waveforms of high-voltage module（uc＞ 0）

將這些模塊按照圖3所示的方式組合起來，將變壓器的高壓側稱為原邊，低壓側稱為副邊。所采用的副邊繞組方式可等效為變壓器副邊繞組串聯(lián)起來后接低壓側變換器的方式。由于同一相的串聯(lián)模塊均工作在相同的控制模式下，為了簡化分析，將每相的串聯(lián)模塊數(shù)設置為1，并假設變壓器理想，變壓器的變比為n，可以畫出系統(tǒng)的等效電路如圖5所示，是一個四端口的DAB電路（QDAB），原邊三相電壓通過高頻斬波之后通過變壓器串聯(lián)起來，而副邊則是全橋輸出的方波，兩者加在電感Lk上產(chǎn)生電流is。若考慮變壓器的非理想特性，則變壓器的漏感都可以并入電感Lk，而變壓器的勵磁電感，則形成獨立的勵磁回路，并不影響系統(tǒng)功率傳輸?shù)幕驹怼?/p>

圖5 系統(tǒng)等效電路Fig.5 Equivalent circuit of system

設高壓側的三相電壓為對稱正弦波，如下式表示：

圖6 三相正弦波和對其斬波之后的變壓器原邊電壓波形Fig.6 Three-phase sinusoidal waves and voltage waveforms of transformer on its primary side after chopped

圖7 變壓器電壓（上）和電感電流（下）Fig.7 Transformer voltage（top）and inductor current（bottom）

2.2 功率因數(shù)的控制

由于高壓側模塊內(nèi)部并無工頻儲能元件，模塊的輸入輸出功率保持平衡，也就是高壓側的交流輸入功率也是式（2），于是可計算交流側輸入電流為

式中，sgn（）為取符號函數(shù)。

可見，若Im為常數(shù)，當脈沖寬度與輸入電壓呈正比時，能夠獲得功率因數(shù)為1的輸入電流，在此原則下，取最大脈沖寬度為

同樣，可以計算t從Ts/4～Ts/2的電感電流變化量為

求解式（5）和（6）可得

因此，雖然三相電壓都以正弦變化，但只要使脈沖寬度滿足式（4），那么變換器在穩(wěn)態(tài)情況下，也就是移相角和輸出電壓不變時，Im為常數(shù)，從而使式（3）中電流與脈沖寬度呈正比，輸入電流與電壓同相位。在上式的推導中，脈沖寬度是根據(jù)瞬時電流計算獲得的。根據(jù)這個原理，若設置式（4）為功率因數(shù)不等于1的瞬時電流表達式，也可以計算出對應的脈沖寬度，此時脈沖寬度可能是負的，也就是該相在變壓器繞組上的電壓幅值與其他兩相相反。

2.3 限流電感Lk的設計

隔離變壓器設計方法和傳統(tǒng)的高頻開關電源的設計方法是類似的，故不再贅述。本節(jié)重點敘述限流電感Lk的設計方法。與傳統(tǒng)DAB不同，變壓器原邊等效電壓是變化的階梯波、副邊電壓則是方波，因而需要設計較大的Lk來限制環(huán)流，同時Lk也不能太大，以保證能夠傳輸最大功率。由于每相的串聯(lián)模塊都是相同的，參數(shù)可以假設每相只有一個模塊來設計。將式（1）和（4）代入式（2），并將三相功率相加，可計算出三相傳輸?shù)目偣β蕿?/p>

將式（7）代入式（8）得

式（9）表明，系統(tǒng)傳輸功率與移相角呈正比，與電感呈反比，若假設最大移相角為tφmax，最大功率PTmax，則電感需滿足如下條件：

需要注意的是，式（10）是在假設移相角較小的前提下推導獲得，如果移相角時間超過了t1，就會使傳輸功率有一部分損失，因此實際設計時需要設計一定的裕量。

3 單級AC/DC PET的控制系統(tǒng)

單級AC/DC PET的控制系統(tǒng)需要實現(xiàn)兩個控制目標：首先是調(diào)節(jié)傳輸功率，根據(jù)式（9），我們可以通過控制tφ來調(diào)節(jié)傳輸?shù)墓β?；其次是控制輸入電流質(zhì)量，使其保持高功率因數(shù)和低THD，根據(jù)式（4），可以設定每相功率模塊的脈沖寬度與電壓幅值保持比例，便可從理論上獲得良好的輸入電流波形，但在實際使用中，需要加入波形控制來補償非理想因素產(chǎn)生的偏差，本文采用穩(wěn)態(tài)補償?shù)牟ㄐ慰刂品椒?，與傳統(tǒng)的重復控制類似，本文不再贅述。

最終，建立的控制系統(tǒng)如圖8所示，控制系統(tǒng)包括兩個部分：高壓模塊控制器產(chǎn)生高壓側開關管的控制信號，用于控制輸入電流的波形質(zhì)量，圖中只列出了其中一相，其他兩相類似；低壓模塊控制器產(chǎn)生低壓側開關管的控制信號，通過移相角φ來調(diào)節(jié)傳輸功率，進而控制輸出電壓。在高壓模塊和低壓模塊之間并沒有太多信息交互，只需要建立同步坐標系。

圖8 單級AC/DC PET的控制系統(tǒng)Fig.8 Control system of single-stage AC/DC PET

4 仿真和實驗驗證

4.1 仿真結果

根據(jù)以上分析，設計一臺1 MV·A的單級AC/DC PET，高壓側接入10 kV配電網(wǎng)，低壓側連接750 V直流母線。高壓模塊采用1 700 V的功率半導體器件，額定輸入交流電壓選擇720 V RMS，每相采用14個模塊串聯(lián)，三相之間采用三角形連接。

采用的無源元件參數(shù)如表1所示。

表1 無源參數(shù)Tab.1 Passive parameters

利用以上參數(shù)和控制方案在Matlab/Simulink中建立1 MV·A的AC/DC PET仿真模型，對其功率傳輸和電流波形控制性能進行仿真。仿真設定過程如下：從0時刻開始，設定傳輸功率為0；在0.02 s時刻，設定傳輸功率1 MV·A，方向從交流側到直流側；在0.1 s時刻，將功率傳輸方向修改為從直流側傳輸?shù)浇涣鱾?，功率仍然保持? MV·A。仿真結果如圖9、圖10和圖11所示。

圖9為直流側輸出電壓、輸出電流和控制傳輸功率的移相角，可以看到盡管在0.1 s時系統(tǒng)功率進行了反向，但依然可以保持穩(wěn)定的輸出電壓，而且移相角與傳輸?shù)墓β食收龋葡嘟堑恼撃軌蚩刂苽鬏敼β实姆较颉?/p>

圖9 直流側輸出電壓（上）、輸出電流（中）和移相值（下）Fig.9 Output voltage（top）and output current（middle）on DC side，and phase shift value（bottom）

圖10為輸入高壓側的電壓和電流，可以看到電流具有良好的波形質(zhì)量，輸入和輸出的功率因數(shù)都接近1，在功率轉(zhuǎn)換時能夠平滑切換。

圖10 輸入電壓（上）和電流（下）Fig.10 Input voltage（top）and current（bottom）

圖11給出不同時刻變壓器上的電壓和電流波形，圖11（a）為功率正向傳輸時不同時刻的波形，圖11（b）為功率反向傳輸時不同時刻的波形。其中，最上圖為變壓器原邊的等效電壓，為三相繞組電壓之和；中間圖是副邊繞組電壓，最下圖是原邊電流。從中可以看到，雖然原邊電壓波形處于不斷的變化中，但是副邊繞組電壓保持不變，變壓器電流的幅值保持穩(wěn)定。

圖11 變壓器在不同時刻的電壓電流波形Fig.11 Voltage and current waveforms of transformer at different moments

4.2 實驗結果

本文還搭建了一臺小功率的實驗裝置對本方案進行進一步驗證。實驗裝置簡化為每相不進行級聯(lián)，只使用一個模塊，實驗裝置如圖12所示。獲得的實驗波形如圖13所示。圖13（a）為變壓器原邊三相繞組電壓之和、副邊電壓，可以看到原邊電壓由于三相之間互為補充，因此在沒有濾波電容的情況下依然可以平穩(wěn)運行。圖13（c）為輸入電壓與輸入電流。

圖12 樣機Fig.12 Prototype

圖13 實驗波形Fig.13 Experimental waveforms

5 結語

本文研究了一種基于磁路耦合的單級式AC/DC電力電子變壓器技術，采用模塊串聯(lián)的思路實現(xiàn)單級高壓三相AC轉(zhuǎn)DC的變換功能。文章推導了交流側電流波形與變壓器脈沖寬度的關系，從而設計了變壓器原邊的脈沖寬度調(diào)制策略。文章進一步推導了變換器的傳輸功率與限流電感和移相角的關系，從而給出了限流電感的設計方法和傳輸功率的控制策略。論文通過仿真和實驗對提出的方案進行了驗證。