基于CLLC諧振變換器的三級電源變換器單元設(shè)計

徐 海，張學(xué)增，劉宏勛，田 銳

(1.河北工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，天津 300130；2.河北工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院河北省電磁場與電器可靠性重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，天津 300130)

堅(jiān)強(qiáng)智能電網(wǎng)以及泛在電力物聯(lián)網(wǎng)的提出對電能變換裝置提出了新要求。近年來，多級電源變換器，又名電力電子變壓器(PET)的研究受到廣泛關(guān)注，隨著以新材料碳化硅為代表的功率器件的研究不斷深入，高性能諧振變換器技術(shù)逐漸成熟。

多級電源變換器是一種能實(shí)現(xiàn)不同電能特征相互轉(zhuǎn)換的智能變壓器。它除了能實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)變壓器電氣隔離與電能變換的功能之外，還具有豐富的特性，如具備直流端口，可接入分布式可再生能源，進(jìn)行功率調(diào)控等[1]。此外，由于變壓器高頻工作，其體積和質(zhì)量相較于工頻變壓器可明顯減小，小型輕量的同時也便于模塊化集成，亦可級聯(lián)單元以滿足不同電壓等級的需求。圖1 為多級電源變換器的部分應(yīng)用展望[2]。圖2 為PET 的發(fā)展歷程及相關(guān)研制成果[1-7]。

圖1 多級電源變換器的部分應(yīng)用展望

圖2 PET的發(fā)展歷程及部分研制成果

三級電源變換器的結(jié)構(gòu)大多采用如圖3 所示的模塊結(jié)構(gòu)，即輸入整流級，中間隔離級和輸出逆變級。為滿足高壓大功率的需求，輸入側(cè)常采用級聯(lián)單元的形式以承受高壓側(cè)電壓。

圖3 三級電源變換器模塊結(jié)構(gòu)

由于高性能碳化硅器件的發(fā)展，應(yīng)用新材料器件研制變換器成為一大熱點(diǎn)。此外，為提高效率及功率密度，在DC/DC 隔離級，諧振變換器的應(yīng)用更為廣泛[8]。該單元設(shè)計即在DC/DC 環(huán)節(jié)應(yīng)用CLLC 諧振變換器對單相三級變換器單元進(jìn)行設(shè)計和仿真驗(yàn)證。該單元采用如圖3 所示的模塊結(jié)構(gòu)，各模塊獨(dú)立控制，以便于設(shè)備之間獨(dú)立與集成?？紤]到后續(xù)樣機(jī)設(shè)計所采用的碳化硅功率器件耐壓水平多為1.2 kV，故所設(shè)計單元整體電壓變換為220 V AC 到220 V AC，諧振變換器的直流電壓變換為500～400 V。整流模塊和逆變模塊均引入比例諧振(PR)控制，采用單極性倍頻調(diào)制。此外，考慮到直流側(cè)出現(xiàn)的二倍頻脈動，引入串聯(lián)諧振電路加以抑制。對CLLC 諧振變換器的參數(shù)設(shè)計采用基波分量法，控制方式為定頻率控制。在Simulink 中搭建傳輸功率5 kW 的各個模塊的仿真模型并集成，結(jié)果驗(yàn)證了所設(shè)計單元的可行性。這對后來進(jìn)行能量雙向流動，級聯(lián)單元的研究以及各個模塊樣機(jī)的制作打下了基礎(chǔ)。

1 整流模塊

對于整流模塊，選用拓?fù)錇閱蜗嗳珮螂妷盒驼?VSR)電路，脈沖寬度調(diào)制(PWM)整流器的結(jié)構(gòu)如圖4 所示。該單元開關(guān)管的類型均為全控型的金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)，以便后續(xù)采用碳化硅器件進(jìn)行樣機(jī)的研制。

對于單相整流電路來說，輸入側(cè)的單位功率因數(shù)、輸出側(cè)的穩(wěn)定直流電壓及較少的諧波污染是重要指標(biāo)，另外還需考慮到開關(guān)器件的工作狀況以延長使用壽命。對此需考慮良好的控制策略和調(diào)制方式。

圖4 單相全橋電壓型PWM整流器拓?fù)?/p>

單相整流通常采用的控制策略為電壓電流的雙閉環(huán)控制，電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)均采用比例積分(PI)調(diào)節(jié)，但考慮到電流內(nèi)環(huán)采用PI 調(diào)節(jié)時，其對正弦信號的跟蹤控制為有差系統(tǒng)，且抗干擾性較差，故為實(shí)現(xiàn)對輸入電流的無靜差調(diào)節(jié)，電流內(nèi)環(huán)采用PR 控制。其本質(zhì)是設(shè)置與輸入關(guān)聯(lián)的諧振頻率，以獲得較大增益來實(shí)現(xiàn)對一定頻率交流電流的無靜差調(diào)節(jié)，消除穩(wěn)態(tài)誤差[9]。采用PR 調(diào)節(jié)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 雙閉環(huán)控制策略框圖

正弦脈沖寬度調(diào)制(SPWM)通常采用雙極性調(diào)制，通過比較正弦調(diào)制波與三角形載波的大小控制開關(guān)管S1和S4同時導(dǎo)通或關(guān)斷，與S2和S3交替工作。該方式會使得高頻通斷的開關(guān)管損耗加大，影響使用壽命。為克服上述缺陷，同時減少輸入側(cè)的諧波含量[10]，整流器和逆變器的調(diào)制方式均采用單極性倍頻SPWM 調(diào)制，其原理如圖6 所示。S1和S2的通斷由調(diào)制波ur與載波比較控制，S3和S4的通斷由－ur與載波比較控制。該方式下，vmn對應(yīng)三種電壓模式，輸出脈沖頻率是開關(guān)管的兩倍。

圖6 單極性倍頻SPWM 調(diào)制原理

假定在理想情況下，忽略電能變換過程中的能量損耗以及交流輸入側(cè)為單位功率因數(shù)，則根據(jù)功率守恒，交流輸入側(cè)功率Ps等于直流輸出功率Pdc1。根據(jù)文獻(xiàn)[11]的計算，實(shí)際輸出的直流電壓為包含二倍頻分量的脈動直流電壓，如式(1)所示。

為獲得更加穩(wěn)定的直流電壓，除了考慮控制策略以及調(diào)制方式外，還針對輸出用功率解耦的方式加入諧振電路以減小二倍頻脈動的影響，如圖4 所示。諧振頻率為100 Hz，以此來計算L1和C1諧振參數(shù)，如式(2)所示。

2 CLLC 諧振變換器模塊

2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理

考慮未來可拓展模塊的需求以及針對儲能系統(tǒng)等應(yīng)用的能量雙向流動的需要，中間隔離DC/DC 級可考慮采用雙有源橋(DAB)或諧振變換器拓?fù)?。該模塊設(shè)計采用CLLC 諧振變換器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖7 所示。相較于DAB，其更適合于中小功率工作條件，效率及功率密度更具優(yōu)勢[10]。

圖7 CLLC諧振變換器拓?fù)?/p>

變換器在正向工作時，原邊同一橋臂的開關(guān)管以50%的占空比互補(bǔ)導(dǎo)通，副邊開關(guān)管以反并聯(lián)二極管進(jìn)行不控整流。當(dāng)需要能量反向流動時，原副邊開關(guān)管的工作情況相反[12]。變換器的電壓增益與工作頻率fs密切相關(guān)。當(dāng)變換器工作時，根據(jù)副邊二極管是否導(dǎo)通對應(yīng)的輸出電壓是否對變壓器電壓鉗位可得到變換器的兩個諧振頻率fr和fm，如式(3)～(4)所示：

對fs和fr的比較對應(yīng)著變換器工作的三種模式，即fs＞fr的過諧振模式，fs＜fr的欠諧振模式及fs=fr的準(zhǔn)諧振模式。通常變換器應(yīng)工作于欠諧振或準(zhǔn)諧振模式，以保證變換器的效率和性能，實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通(ZVS)及副邊二極管的零電流關(guān)斷(ZCS)。以欠諧振工作模式為例，分析半個周期電路的四種工作狀態(tài)如圖8 所示，相應(yīng)的波形圖如圖9 所示。

圖8 變換器半個周期的工作狀態(tài)

對照圖9 進(jìn)行分析，對于工作狀態(tài)1：t1～t2，原邊S5、S8零電壓導(dǎo)通，諧振腔中元件均參與諧振，能量由原邊傳向副邊，副邊S9、S12的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通。對于工作狀態(tài)2：t2～t3，諧振電流iLr等于勵磁電流iLm，副邊諧振電容退出諧振，能量不再傳遞，由于不控整流，S9、S12的反并聯(lián)二極管零電流關(guān)斷。對于工作狀態(tài)3：t3～t4，工作狀態(tài)進(jìn)入百納秒級的死區(qū)時間，S5、S8關(guān)斷，此時S5、S8結(jié)電容由諧振電流充電，S6、S7結(jié)電容放電，直至S5和S8開關(guān)管兩端電壓上升為輸入直流電壓，S6和S7為0，為其ZVS 創(chuàng)造條件。對于工作狀態(tài)4：t4～t5，結(jié)電容充放電結(jié)束，S6和S7的續(xù)流二極管為諧振電流續(xù)流，此時諧振電流與勵磁電流不再相等，諧振腔所有元件參與諧振，原邊能量傳向副邊，S11、S10的反并聯(lián)二極管開始導(dǎo)通。

圖9 欠諧振工作模式下的波形圖

2.2 基波近似法特性分析

對于設(shè)置變換器工作于諧振點(diǎn)附近來說，以基波近似法(FHA)來分析其特性最為適宜。以模態(tài)分析法對此分析雖更為精確，但由文獻(xiàn)[13]可知其計算量龐大，頗為復(fù)雜。基波分析法對于電壓增益的分析與元件參數(shù)選取甚為重要，其本質(zhì)是將變換器的方波電壓按照傅里葉變換分解后以三角函數(shù)基波分量來替代。圖7 對應(yīng)的基波等效電路如圖10 所示[14]。

圖10 所選拓?fù)鋵?yīng)的基波等效電路

經(jīng)分析計算，其電壓增益的表達(dá)式[12,14]為：

式中：fn為標(biāo)幺頻率，其值為實(shí)際開關(guān)頻率fs與諧振頻率fr的比值；Q為品質(zhì)因數(shù)，其值為特征阻抗Z與等效電阻的比值；k為勵磁電感與諧振電感的比值；m為副邊等效諧振電容與原邊諧振電容的比值。諧振頻率fr、特征阻抗Z與等效電阻的表達(dá)式為：

如式(6)所示，當(dāng)與Q、k、m相關(guān)的元件參數(shù)確定后，電壓增益便是與開關(guān)頻率密切相關(guān)的因變量。為便于確定元件參數(shù)，在Matlab 中繪制不同參數(shù)下式(6)所示的電壓增益曲線，如圖11 所示。據(jù)此分析可確定諧振變換器的關(guān)鍵設(shè)計參數(shù)。本文選取電壓增益為1。

3 逆變模塊

逆變模塊的分析與整流模塊類似。拓?fù)溥x擇為單相全橋電壓型逆變電路，其結(jié)構(gòu)如圖12 所示。

圖11 不同參數(shù)下的電壓增益曲線

圖12 單相全橋電壓型PWM逆變器拓?fù)?/p>

逆變模塊仍采用單極性倍頻SPWM 調(diào)制。為實(shí)現(xiàn)對輸出電流較好的控制并且對負(fù)載的擾動實(shí)現(xiàn)一定的抑制，控制策略擬采用具備負(fù)載電流前饋的雙閉環(huán)控制[15]。如前文所述，當(dāng)采用PR 調(diào)節(jié)時，電壓或電流的跟蹤性能因無靜態(tài)誤差，相比PI 調(diào)節(jié)更為出色，故為獲得理想的目標(biāo)波形，該逆變模塊采用電壓電流環(huán)的PR 控制。逆變模塊的控制策略框圖如圖13 所示。

圖13 逆變器控制策略框圖

4 仿真實(shí)驗(yàn)

根據(jù)上述對各個模塊的分析及后續(xù)參數(shù)的計算，在Matlab/Simulink 中搭建的三級電源變換器單元模型如圖14所示，包含了單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及各模塊的控制策略框圖。主要參數(shù)及數(shù)值的選取如表1 所示。

圖14 三級電源變換器單元模型拓?fù)浼翱刂瓶驁D

表1 三級電源變換器仿真參數(shù)

考慮到開關(guān)器件的耐壓水平，該單元各模塊的電壓變換為：220 V AC～500 V DC、500 V DC～400 V DC、400 V DC～220 V AC。整流及逆變側(cè)的開關(guān)頻率設(shè)定在10 kHz，諧振變換器的開關(guān)頻率為額定130 kHz。逆變側(cè)負(fù)載電阻為9.66 Ω，傳輸功率5 kW 時的穩(wěn)態(tài)仿真波形如圖15 所示。

圖15 穩(wěn)態(tài)仿真波形圖

由圖15 可知，在阻性負(fù)載條件下，輸入及輸出側(cè)功率因數(shù)均大于0.99，近似單位功率因數(shù)。諧振變換器開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)。上述仿真結(jié)果表明，該三級電源變換器單元的設(shè)計較為合理，這為后續(xù)設(shè)計雙向流動單元，級聯(lián)單元的高壓變換器及應(yīng)用新材料器件進(jìn)行樣機(jī)的研制提供了支持。

5 結(jié)束語

本文對多級電源變換器的特點(diǎn)及發(fā)展脈絡(luò)進(jìn)行了介紹，而后提出了一種單相三級電源變換器單元中各個模塊的設(shè)計，包括拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇、控制策略及調(diào)制方式等。整流和逆變模塊均采用PR 控制以改善系統(tǒng)性能，在整流直流側(cè)引入諧振電路以抑制二倍頻率的脈動。應(yīng)用基波分析法對CLLC 諧振變換器進(jìn)行了設(shè)計，控制策略為定頻率控制，實(shí)現(xiàn)了定頻率130 kHz 下開關(guān)器件的軟開關(guān)。仿真結(jié)果驗(yàn)證了所設(shè)計的各模塊以及集成為單元的可行性，為后續(xù)進(jìn)行功率雙向流動的研究，進(jìn)行級聯(lián)單元以滿足不同應(yīng)用需求的研究以及應(yīng)用碳化硅器件進(jìn)行樣機(jī)單元的研制提供了依據(jù)。