一種應(yīng)用于AMOLED的寬電壓擺幅高精度伽馬校正電路設(shè)計(jì)

莊則敬， 尹勇生， 孫曉霞， 雷 蕾

(合肥工業(yè)大學(xué) 微電子設(shè)計(jì)研究所，安徽 合肥 230009)

1 引 言

AMOLED技術(shù)已經(jīng)成為顯示面板廠商的新寵，其顯示屏以體型輕薄，發(fā)熱量低，畫(huà)質(zhì)精細(xì)等優(yōu)點(diǎn)風(fēng)靡全球[1]。伽馬校正技術(shù)通過(guò)調(diào)節(jié)顯示曲線，以及數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)提高灰階電壓精度，對(duì)AMOLED顯示效果有著非常重要的影響，是驅(qū)動(dòng)電路中的重要組成部分。伽馬校正電路的作用是調(diào)節(jié)灰階電壓輸出曲線，使其與人眼對(duì)亮度的感知曲線擬合，使灰階電壓與亮度產(chǎn)生一一對(duì)應(yīng)的關(guān)系，產(chǎn)生更好的視覺(jué)效果。

為了使得電路達(dá)到高精度的標(biāo)準(zhǔn)，輸出的灰階電壓曲線需要盡可能貼合理想的電壓曲線，需要將伽馬校正曲線分段處理。文獻(xiàn)[1]采用6位精度、六段式曲線進(jìn)行伽馬曲線調(diào)節(jié)，輸出電壓擺幅為0.2～3 V，輸出精度為10 mV。文獻(xiàn)[2]采用10位精度、16段式曲線進(jìn)行伽馬曲線調(diào)節(jié)，其輸出電壓擺幅為0.1～6.4 V，精度為3 mV[3]。但16段式曲線意味著大量電阻和緩沖器的使用，付出了更多的芯片面積和功耗的代價(jià)。

本文針對(duì)分辨率為1 080×2 160的AMOLED驅(qū)動(dòng)芯片，通過(guò)權(quán)衡性能、功耗與芯片面積，設(shè)計(jì)幅值調(diào)節(jié)、斜率調(diào)節(jié)以及關(guān)鍵點(diǎn)的微調(diào)，并選擇10位DAC來(lái)輸出電壓，從而實(shí)現(xiàn)高精度灰階電壓輸出曲線。設(shè)計(jì)了寬擺幅緩沖器以滿足寬擺幅應(yīng)用需求。

2 伽馬校正電路的結(jié)構(gòu)及原理

2.1 伽馬校正曲線的調(diào)節(jié)方法

由于人眼對(duì)于亮度變化的感知是非線性的，對(duì)低亮度變化更敏感，同時(shí)像素電路驅(qū)動(dòng)管V/I特性為非線性關(guān)系，導(dǎo)致亮度對(duì)電壓變化產(chǎn)生非線性響應(yīng)。因此作為反映電壓與人眼感光能力曲線的伽馬曲線也是一條非線性曲線[4]。由于硬件結(jié)構(gòu)的限制，一般情況下，非線性曲線是通過(guò)對(duì)該曲線進(jìn)行分段線性化實(shí)現(xiàn)的。本文采用非線性數(shù)據(jù)結(jié)合線性DAC的方式實(shí)現(xiàn)非線性的伽馬校正曲線，即灰階電壓曲線。線性DAC不需要根據(jù)灰階電壓的大小按比例分配電阻串的阻值，只需要大小均等的電阻即可實(shí)現(xiàn)高精度并節(jié)省面積。因此只需要確定非線性曲線上幅值、斜率以及關(guān)鍵點(diǎn)，結(jié)合非線性數(shù)據(jù)以及線性DAC，便可以實(shí)現(xiàn)所需的非線性伽馬校正曲線。

圖像數(shù)據(jù)和灰階電壓之間的非線性關(guān)系通過(guò)分段線性化實(shí)現(xiàn)，其實(shí)現(xiàn)過(guò)程如圖1所示， 主要包含3個(gè)步驟：

(1)確定非線性曲線上的最低點(diǎn)和最高點(diǎn)，稱(chēng)為幅度調(diào)節(jié)。

(2)確定曲線兩個(gè)中間點(diǎn)，從而將曲線分成3段，稱(chēng)為斜率調(diào)節(jié)。

(3)確定曲線上的關(guān)鍵點(diǎn)，稱(chēng)為微調(diào)。

圖1 關(guān)鍵灰階電壓產(chǎn)生過(guò)程Fig.1 Generation procedure of key grayscale voltage

2.2 伽馬校正電路的主體結(jié)構(gòu)及工作原理

圖2為本文伽馬校正主體電路結(jié)構(gòu)。 主要由VREF電壓產(chǎn)生電路、512選1的多路選擇器電路、VGMP/VGSP輸出緩沖器電路、32選1的多路選擇器電路以及輸出緩沖器電路組成。前級(jí)的VREF產(chǎn)生電路產(chǎn)生參考電壓,采用LDO結(jié)構(gòu)，輸出給后級(jí)的VGMP/VGSP電壓產(chǎn)生電路，產(chǎn)生穩(wěn)定的輸出電流進(jìn)入電阻串，由512選1的多路選擇器電路選出伽馬校正曲線幅度調(diào)節(jié)所需的最高電壓VGMP和最低電壓VGSP。輸出的電壓通過(guò)兩個(gè)緩沖器，即VGMP/VGSP輸出緩沖器，將選擇出來(lái)的VGMP/VGSP電壓輸出到電阻串Rstring1的兩端。之后，由兩個(gè)32選1的多路選擇器分別選擇并產(chǎn)生高斜率調(diào)節(jié)點(diǎn)VH和低斜率調(diào)節(jié)點(diǎn)VL。這兩點(diǎn)電壓即為三段式曲線的兩個(gè)拐點(diǎn)電壓[5]。由Rstring2、寄存器、開(kāi)關(guān)電路及其輸出緩沖器電路確定三段曲線上的關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)電壓，對(duì)曲線進(jìn)行微調(diào)。通過(guò)設(shè)計(jì)并調(diào)節(jié)較優(yōu)的幅值、斜率以及關(guān)鍵點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)較高的非線性曲線擬合精度。結(jié)合三段式曲線，確定10 bit數(shù)據(jù)和8 bit數(shù)據(jù)之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系，完成非線性數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)化。源極驅(qū)動(dòng)電路根據(jù)轉(zhuǎn)換后的10 bit數(shù)據(jù)產(chǎn)生最終的灰階電壓輸出曲線。

圖2 伽馬校正主體電路結(jié)構(gòu)Fig.2 Main structure of Gamma correction circuit

3 電路設(shè)計(jì)

3.1 設(shè)計(jì)思路及指標(biāo)

由于電路的輸入電壓擺幅為0.2～6.3 V，所以設(shè)計(jì)的參考電壓產(chǎn)生電路中的運(yùn)放和VGMP/VGSP輸出緩沖器電路都要采用軌到軌的輸入級(jí)。為了達(dá)到高精度設(shè)計(jì)，使誤差保持在3 mV以內(nèi)，需要使參考電壓產(chǎn)生電路中的運(yùn)放和VGMP/VGSP輸出緩沖器電路的開(kāi)環(huán)增益達(dá)到55 dB以上。由于溫度對(duì)AMOLED顯示屏幕亮度有較大影響，需要對(duì)其輸出緩沖器輸出進(jìn)行溫度補(bǔ)償，使得電路的輸出電壓以及頻率特性不隨溫度變化而變化。

3.2 VGMP/VGSP輸出緩沖器設(shè)計(jì)

3.2.1 輸入級(jí)和跨導(dǎo)恒定設(shè)計(jì)

由于輸入電壓范圍較大，為了使輸入電壓范圍達(dá)到從電源到地，VGMP和VGSP輸出緩沖器電路能夠在寬擺幅的輸入電壓下正常工作，該電路采用軌到軌結(jié)構(gòu)的輸入級(jí)[6]。

圖3 軌到軌輸入級(jí)結(jié)構(gòu)Fig.3 Rail-to-rail input stage structure

圖3中，VINCMn的范圍在VGSn+VDSsatn和VDD之間，而VINCMp在VSS到VDD-VGSp-VDSsatp之間，則電路的共模范圍擴(kuò)大到了VDD到Vss，實(shí)現(xiàn)了寬輸入電壓范圍。

圖4 總跨導(dǎo)與共模輸入電壓的關(guān)系Fig.4 Relationship between common mode input voltage and total gm

傳統(tǒng)軌對(duì)軌輸入級(jí)的共模輸入電壓VINCM為電源電壓一半時(shí)兩組差分對(duì)同時(shí)導(dǎo)通，總跨導(dǎo)gm=gmn+gmp,而當(dāng)VIN接近電源電壓上下限時(shí)，只有一個(gè)管子工作，此時(shí)總的gm也減小了一半。總跨導(dǎo)與共模輸入電壓的關(guān)系如圖4所示。

軌對(duì)軌運(yùn)放gm的劇烈波動(dòng)會(huì)使得放大器的增益發(fā)生變化，也給頻率補(bǔ)償帶來(lái)困難，需要增大gmn或gmp使得總gm在整個(gè)共模輸入范圍內(nèi)維持不變，gmn+gmp=gm。因而電路引入跨導(dǎo)恒定結(jié)構(gòu)使其在寬電壓擺幅下也可保證gm的穩(wěn)定[7]。

出于對(duì)低功耗方面的考慮，電路的差分對(duì)管工作在亞閾值區(qū)，其跨導(dǎo)與電流成一倍關(guān)系，gm=Id/nVT。因此可以利用MOS管工作在亞閾值區(qū)來(lái)實(shí)現(xiàn)跨導(dǎo)恒定。

圖5 VGMP電路的主運(yùn)放結(jié)構(gòu)Fig.5 Main amplifier structure of VGMP circuit

本文設(shè)計(jì)的VGMP電路的主運(yùn)放結(jié)構(gòu)如圖5所示，圖中從左至右依次是跨導(dǎo)恒定部分、放大器部分和輸出部分。在跨導(dǎo)恒定部分，由Vin和Vfb控制的傳輸門(mén)M5、M6和M23、M24根據(jù)柵極電壓的不同而開(kāi)啟和關(guān)斷，控制電流鏡通路的導(dǎo)通和關(guān)閉。主運(yùn)放部分中M27、M28、M29、M30管為軌到軌運(yùn)放的輸入差分對(duì)管，M25、M26為PMOS管尾電流源，電流為ID。M31、M32管為NMOS管尾電流源，電流同樣為ID。軌對(duì)軌運(yùn)放采用共源共柵結(jié)構(gòu)以提高增益。輸出級(jí)采用共源極結(jié)構(gòu)以實(shí)現(xiàn)寬輸出擺幅，為后級(jí)提供VGMP電壓。

3.2.2 溫度補(bǔ)償電路

OLED利用載流子注入和復(fù)合自身發(fā)光的，但是載流子的運(yùn)動(dòng)受到溫度影響，AMOLED顯示屏的亮度隨著環(huán)境溫度的變化而變化。典型OLED 發(fā)光亮度與溫度之間的關(guān)系如圖 6所示，當(dāng)溫度小于60 ℃時(shí)，OLED 發(fā)光亮度隨溫度的增加而增強(qiáng)；當(dāng)溫度大于 60℃時(shí)，OLED 發(fā)光亮度隨溫度增加而減弱。為了在很寬溫度范圍內(nèi)AMOLED 顯示屏發(fā)光亮度保持恒定，需要對(duì)AMOLED 顯示屏驅(qū)動(dòng)灰階電壓進(jìn)行溫度補(bǔ)償。

圖6 OLED發(fā)光亮度與溫度曲線Fig.6 OLED brightness and temperature curve

AMOLED 顯示驅(qū)動(dòng)芯片工作環(huán)境溫度一般在-40～85 ℃，且在60 ℃以下OLED 發(fā)光亮度與溫度基本成正比關(guān)系。因此，為了滿足較寬溫度范圍內(nèi)的工作要求，驅(qū)動(dòng)灰階電壓的溫度補(bǔ)償通過(guò)調(diào)節(jié)伽馬曲線的幅度電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)，即控制輸出的VGMP和VGSP電壓，將伽馬曲線整體平移，且溫度補(bǔ)償系數(shù)為11 mV/℃。具體實(shí)現(xiàn)方案是利用帶隙基準(zhǔn)源和溫度之間的關(guān)系來(lái)實(shí)時(shí)檢測(cè)溫度的變化，產(chǎn)生正溫度系數(shù)PTAT 電流、負(fù)溫度系數(shù)CTAT，最后將PTAT 電流和CTAT 電流求和灌入到電阻中來(lái)實(shí)現(xiàn)一定溫度系數(shù)的幅度電壓調(diào)節(jié)過(guò)程，結(jié)構(gòu)如圖7所示。

圖7 溫度補(bǔ)償電路Fig.7 Temperature compensation circuit

圖7中Rx1、Rx2是可調(diào)電阻，Ix1、Ix2是帶隙基準(zhǔn)源產(chǎn)生的可編程的正溫度系數(shù)PTAT 電流、負(fù)溫度系數(shù)CTAT 電流，產(chǎn)生電路如圖8所示。

(a)PTAT電流

由圖8可知：

(1)

PTAT電流為：

(2)

由VC=VBE2可得CTAT電流為：

(3)

從圖7可以得出，VGMP/VGSP與溫度之間的關(guān)系表達(dá)式如下：

VGMP=VGMPIN+Ix1Rx1，

(4)

(5)

VGSP=VGSPIN-Ix2Rx2，

(6)

(7)

式中忽略電阻Rx1、Rx2的溫度系數(shù)，可以得出，VGMP、VGSP與Ix(Ix1/Ix2)對(duì)溫度的斜率、Rx(Rx1/Rx2)的乘積成正比。因此，改變Rx的大小或者Ix的溫度系數(shù)都可以調(diào)節(jié)VGMP/VGSP的溫度系數(shù)，從而實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)灰階電壓的溫度補(bǔ)償。

3.3 拐點(diǎn)及輸出緩沖器設(shè)計(jì)

拐點(diǎn)緩沖器作為斜率調(diào)節(jié)點(diǎn)的電壓緩沖器，其作用是對(duì)伽馬校正曲線進(jìn)行斜率調(diào)節(jié)。伽馬校正電路需要為DAC輸出65個(gè)不同的灰階電壓，相應(yīng)地需要使用65個(gè)緩沖器。這些緩沖器需要驅(qū)動(dòng)大小為數(shù)千歐的電阻負(fù)載或者為大電容充電。由于行列信號(hào)施加的時(shí)間很短，因此這個(gè)過(guò)程必須在極短的時(shí)間內(nèi)完成。拐點(diǎn)緩沖器電路需要具備大電流輸出能力，因而需要降低靜態(tài)電流以壓低電路功耗。綜合以上要求，本文的拐點(diǎn)及輸出緩沖器使用了Class AB輸出級(jí)和Cascode Miller補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，如圖9所示，輸入級(jí)采用軌對(duì)軌輸入級(jí)以實(shí)現(xiàn)寬輸入擺幅，中間級(jí)采用共源共柵結(jié)構(gòu)以及浮動(dòng)偏置，輸出級(jí)采用Class AB輸出級(jí)，實(shí)現(xiàn)寬輸出擺幅的同時(shí)提供大的動(dòng)態(tài)輸出電流。

圖9 拐點(diǎn)緩沖器電路Fig.9 Breaking point buffer circuit

3.3.1 Class AB輸出級(jí)設(shè)計(jì)

對(duì)于VGMP/VGSP輸出緩沖器電路的設(shè)計(jì)，需要考慮輸出電壓寬擺幅的要求，同時(shí)需要輸出大電流以達(dá)到驅(qū)動(dòng)大負(fù)載時(shí)的快速響應(yīng)，并保證低功耗。

本文設(shè)計(jì)的輸出緩沖器為單位增益結(jié)構(gòu)[8-9]，采用了Class AB輸出級(jí)。Class AB輸出級(jí)在低電壓下工作。如圖10所示，由紅框中的兩個(gè)跨導(dǎo)線性環(huán)通過(guò)固定M7、M8管的柵源電壓固定了電路的靜態(tài)電流。M7、M8實(shí)現(xiàn)軌到軌輸出[10-11]，輸出電壓范圍可達(dá)電源到地[12]。因此Class AB輸出級(jí)的應(yīng)用可以使靜態(tài)電流在足夠小的情況下輸出大的瞬態(tài)充放電電流。此外，Class AB輸出級(jí)還能達(dá)到很可觀的動(dòng)態(tài)靜態(tài)電流比，提升系統(tǒng)的整體效率。

圖10 Class AB輸出級(jí)結(jié)構(gòu)Fig.10 Structure of Class AB output stage

3.3.2 Cascode Miller補(bǔ)償

密勒補(bǔ)償?shù)脑硎抢迷谳斎胼敵鲩g的反饋回路上加入電容，使得兩級(jí)運(yùn)放之間產(chǎn)生的極點(diǎn)向原點(diǎn)偏移。而第二級(jí)放大器部分產(chǎn)生的極點(diǎn)向主極點(diǎn)相反的方向偏移，實(shí)現(xiàn)提高相位裕度和負(fù)反饋系統(tǒng)穩(wěn)定性的目的。本文中的像素電路負(fù)載中的電容大小普遍達(dá)到了pF級(jí)別。如果采用傳統(tǒng)的密勒補(bǔ)償方式，頻率補(bǔ)償電容體積將非常大，會(huì)增加芯片面積并降低響應(yīng)速度。

本文采用Cascode Miller補(bǔ)償方式，通過(guò)將補(bǔ)償電容一端移動(dòng)到前一級(jí)的共源共柵器件一邊，避免了經(jīng)典密勒補(bǔ)償方式中引入的右半平面零點(diǎn)[13]。這種方法既能實(shí)現(xiàn)密勒補(bǔ)償，即將兩個(gè)極點(diǎn)拉開(kāi)距離保證相位裕度，又可以同時(shí)補(bǔ)償?shù)谝患?jí)和第二級(jí)的輸出。同時(shí)可以利用OUT端的負(fù)載電阻作為零點(diǎn)補(bǔ)償電阻，減小補(bǔ)償電容Cc的大小[14]。從而達(dá)到降低芯片面積，實(shí)現(xiàn)快速響應(yīng)的功能。

4 仿真結(jié)果

本文基于UMC 80 nm工藝，電源電壓在4.2～6.5 V之間，溫度在-40～-125 ℃之間變化，工藝角取tt/ff/ss/snfp/fnsp，對(duì)VGMP和VGSP輸出緩沖器分別仿真，從圖11的仿真結(jié)果可以看出，工藝角和溫度對(duì)VGMP/VGSP輸出電壓的影響很小。

(a)VGMP輸出電壓曲線(a)Output voltage curve of VGMP

當(dāng)VGMP和VGSP輸出緩沖器的輸入電壓范圍分別是4.2～6.3 V，0.2～0.5 V，在電源電壓為6.5 V，負(fù)載電流為400 μA時(shí)，對(duì)該模塊進(jìn)行PVT仿真，如圖12、13所示。圖13為幅頻與相頻曲線，可以看到VGMP電路的低頻增益均在60 dB以上，相位裕度可以達(dá)到80°，VGSP電路的低頻增益在55 dB以上，相位裕度達(dá)到80°，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)。

(a)VGMP電路的幅頻曲線(a)Amplitude-frequency curves of VGMP circuit

(a)VGSP電路的幅頻曲線(a) Amplitude-frequency curves of VGSP circuit

(a)1 V電壓(a)Voltage at 1 V

當(dāng)電源電壓為6.5 V時(shí)，對(duì)拐點(diǎn)和輸出緩沖器環(huán)路取不同輸入的電壓范圍分別掃描，其幅頻與相頻特性曲線如圖14所示?？梢钥闯?，在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)，輸出緩沖器的低頻增益都在70 dB以上，相位裕度在60°以上，可以保證輸出緩沖器環(huán)路的穩(wěn)定性。在典型工作的3.3 V左右時(shí)，增益可達(dá)129 dB，相位裕度75°，滿足設(shè)計(jì)要求。

對(duì)整個(gè)伽馬校正電路進(jìn)行級(jí)聯(lián)仿真，可以看到當(dāng)VGMP電壓取5.508 V，VGSP電壓取1.019 V時(shí)產(chǎn)生的實(shí)際仿真曲線與理想曲線的對(duì)比如圖15、圖16所示。圖15中紅線為理想曲線，綠線為實(shí)際曲線。圖16中藍(lán)線為實(shí)際曲線，紅線為理想曲線，綠線為二者之差。從比較結(jié)果可以看出，理論值和仿真值基本相等。理論值和目標(biāo)值、仿真值和目標(biāo)值在某些點(diǎn)存在較大誤差。這主要是由于采用屏廠商給的伽馬曲線的關(guān)鍵灰階電壓和芯片實(shí)現(xiàn)的不一樣造成的。如果要消除仿真值和目標(biāo)值之間的誤差，可以根據(jù)屏廠商需要的伽馬曲線進(jìn)行定制。

圖15 伽馬曲線仿真結(jié)果Fig.15 Gamma curve simulation result

圖16 伽馬曲線誤差比較Fig.16 Error comparison of Gamma curves

通過(guò)與其他設(shè)計(jì)對(duì)比(表1)可以看出，本文設(shè)計(jì)的伽馬校正電路具有較寬的輸入電壓范圍和較高的精度，并能夠進(jìn)行溫度補(bǔ)償。

表1 本文設(shè)計(jì)的伽馬校正電路與其他設(shè)計(jì)比較

5 結(jié) 論

本文基于UMC 80 nm工藝設(shè)計(jì)了寬擺幅、高精度的伽馬校正電路。通過(guò)幅值調(diào)節(jié)、斜率調(diào)節(jié)以及關(guān)鍵點(diǎn)調(diào)節(jié)，更好地?cái)M合伽馬校正曲線并實(shí)現(xiàn)高精度。設(shè)計(jì)寬擺幅參考電壓產(chǎn)生電路及其輸出緩沖器，使用軌到軌輸入級(jí)和基于亞閾值的跨導(dǎo)恒定結(jié)構(gòu)使輸入電壓擺幅達(dá)到0.2～6.3 V并具有良好的穩(wěn)定性。通過(guò)溫度補(bǔ)償結(jié)構(gòu)補(bǔ)償溫度偏移造成的輸出電壓誤差，實(shí)現(xiàn)高精度。拐點(diǎn)及輸出緩沖器使用Class AB輸出級(jí)達(dá)到寬輸出擺幅和快速響應(yīng)。設(shè)計(jì)的伽馬校正電路滿足1 080×2 160分辨率AMOLED對(duì)于伽馬校正電路輸出精度與輸入電壓寬擺幅的要求。