基于功率反饋的無頻閃無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電源

高彥麗， 洪博野

(華東交通大學(xué) 電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，江西 南昌 330013)

0 引言

發(fā)光二極管(light-emitting-diode，LED)照明亦稱固態(tài)照明，是繼白熾燈、熒光燈之后光電照明及節(jié)能環(huán)保產(chǎn)業(yè)等重要領(lǐng)域里的主導(dǎo)產(chǎn)品，LED因其高效率、長壽、小體積、可控性好等諸多優(yōu)點(diǎn)，逐漸成為21世紀(jì)照明光源的首選[1-2]。由于LED驅(qū)動(dòng)電源需要市電供電，必須符合國際諧波規(guī)范IEC 61000-3-2對照明電源注入電網(wǎng)系統(tǒng)各次諧波電流的限制要求[3]，減少對電網(wǎng)的污染，繼而要求LED驅(qū)動(dòng)電源需要具備功率因數(shù)校正(PFC)功能。

PFC電路有單級和多級之分，采用多級功率轉(zhuǎn)換PFC轉(zhuǎn)換器的LED驅(qū)動(dòng)電源，輸出能量經(jīng)過了多級功率轉(zhuǎn)換，能效比降低且設(shè)備成本偏高，制約了其在LED驅(qū)動(dòng)電源中的應(yīng)用前景。而單級PFC轉(zhuǎn)換器的輸出能量僅經(jīng)過單級功率轉(zhuǎn)換，具有轉(zhuǎn)換效率高、成本低、控制簡便等優(yōu)點(diǎn),使其得到廣泛運(yùn)用，但是由于脈動(dòng)的輸入功率與恒定的輸出功率之間存在能量不平衡的關(guān)系，致使其輸出功率含有二倍工頻紋波。人長期工作在含有二倍工頻頻閃(100 Hz) LED燈下會(huì)產(chǎn)生用眼疲勞現(xiàn)象。目前，為了消除產(chǎn)生頻閃的二倍工頻，常采用電解電容濾除瞬時(shí)二倍頻功率脈動(dòng)。但是電解電容的體積大并且壽命不及 LED壽命的1/10 ，成為影響 LED驅(qū)動(dòng)電源整體壽命的主要因素，因此研究無電解電容的無頻閃LED驅(qū)動(dòng)電源成為近年學(xué)術(shù)研究的熱點(diǎn)[4-8]。文獻(xiàn)[9]～文獻(xiàn)[11]采取諧波電流注入法減小輸入功率的脈動(dòng)，實(shí)現(xiàn)去除電解電容的目標(biāo)，其控制原理是在輸入電流中注入一定量的諧波電流，減小輸入功率的脈動(dòng)，從而實(shí)現(xiàn)去電解電容化的目的。此類方法的缺點(diǎn)是如果進(jìn)一步縮小電容容值就必須加大諧波注入的幅值，諧波幅值越大則功率因數(shù)越低。文獻(xiàn)[12]、文獻(xiàn)[13]提出一種Boost-Flyback變換器，通過Boost轉(zhuǎn)換器將輸入能量全部轉(zhuǎn)移到存儲電容上，再通過Flyback轉(zhuǎn)換器將全部能量轉(zhuǎn)移到輸出的輔助儲能電容處理，但該方案需經(jīng)由2次能量變換，因而能效較低。文獻(xiàn)[14]～文獻(xiàn)[17]提出在交流側(cè)解耦，抑制二倍工頻的紋波，最終使直流側(cè)獲得穩(wěn)定的恒流輸出。此方法在不增加額外器件的條件下，可以得到良好的直流輸出，但缺點(diǎn)是不適合精度要求高的場合。

綜上所述，為了解決相關(guān)問題，提出了在單級PFC的輸出側(cè)并聯(lián)解耦電路(Buck-Boost)的拓?fù)鋄18-19]。通過對拓?fù)溥M(jìn)行數(shù)學(xué)模型建立，分析了LED頻閃的產(chǎn)生機(jī)理，然后將脈動(dòng)的輸出功率轉(zhuǎn)化為采用補(bǔ)償動(dòng)態(tài)脈動(dòng)電流來實(shí)現(xiàn)，最終達(dá)到抑制二倍工頻紋波，實(shí)現(xiàn)無電解電容無頻閃功能。

圖1 LED驅(qū)動(dòng)電源結(jié)構(gòu)

1 LED驅(qū)動(dòng)電源工作原理及頻閃問題

如圖1所示，設(shè)交流輸入電壓為

Uin(t)=Umsinωt

(1)

假定功率因素為1時(shí)，交流輸入電流為

iin(t)=Imsinωt

(2)

式中,Um和ω=2π/T分別為交流輸入電壓電流的幅值和角頻率，T為交流輸入電壓的周期。由式(1)和式(2)可得出電路的輸入功率為

(3)

LED驅(qū)動(dòng)電源分為恒壓型和恒流型，以恒壓型驅(qū)動(dòng)電源為例，則

(4)

由式(3)、式(4)可知，Io(t)中含有二倍工頻分量(100 Hz)，即在市電下LED存在頻閃[20-22]，電解電容的作用為吸收二倍工頻分量，但電解電容兼有壽命短、體積大等缺點(diǎn)。

為此，如圖2所示電路輸出濾波電容上并聯(lián)一雙向變換器，使其輸出電流中二倍工頻分量轉(zhuǎn)移到雙向變換器中，而直流分量供給LED負(fù)載，即消除LED頻閃問題。輸入電流Iin，輸入電壓Uin，輸入功率Pin，輸出功率Po，濾除高頻分量的二次電流io，雙向變換器的輸入電流iLs和流入LED電流Io波形如圖3所示。

圖2 具有功率解耦電路的無電解電容 LED 驅(qū)動(dòng)電源

圖3 單級PFC無頻閃LED電源主要波形

2 雙向變換器的工作模態(tài)及建模分析

Buck-Boost變換器的工作過程見圖4。當(dāng)輸入功率Pin大于平均輸出功率Po時(shí)，雙向變換器工作在Boost模式，雙向變換器吸收脈動(dòng)能量，如圖4(a)、圖4(b)所示。開關(guān)管Q2處于常關(guān)斷狀態(tài)，開關(guān)管Q1處于開通和關(guān)斷交替工作狀態(tài)。當(dāng)輸入功率Pin小于平均輸出功率Po時(shí)，雙向變換器工作在Buck模式，雙向變換器釋放脈動(dòng)能量，如圖4(c)、圖4(d)所示。開關(guān)管Q1處于常關(guān)斷狀態(tài)，開關(guān)管Q2處于開通和關(guān)斷交替工作狀態(tài)。

圖4 雙向變換器的2種工作模式

Boost模式和Buck模式根據(jù)PFC脈動(dòng)輸出功率為雙向變換器的輸入功率關(guān)系，分析雙向變換器的開關(guān)變換關(guān)系，其2種工作模式等效電路的開關(guān)管工作狀態(tài)如表1所示。

表1 開關(guān)管工作狀態(tài)

圖5 傳統(tǒng)雙向變換器控制框圖

其中，ON/OFF表示該開關(guān)狀態(tài)為可控制工作狀態(tài)。

為了消除 LED 驅(qū)動(dòng)電流中的二倍工頻分量，必須使流入雙向變換器的電流與二倍工頻分量保持一致。

傳統(tǒng)的雙向變換器控制策略如圖5所示，是通過霍爾元件采樣主電路流過二極管的電流得到ib，經(jīng)過低通濾波后，獲得脈動(dòng)電流中的二倍工頻電流，再經(jīng)過隔直模塊獲得其交流分量iref，并作為Buck-Boost雙向變換器中電感電流的參考信號， 為了保證Buck-Boost雙向變換器的正常工作，必須滿足輸出電壓Ucdc高于輸入電壓Uo，因此需要控制輸出端電容Cdc上的電壓值，所以在控制雙向變換器電感電流的同時(shí)，還要控制雙向變換器輸出端的電容Cdc的電壓，繼而引入電容Cdc電壓的控制環(huán)。最終將電容Cdc的電壓采樣環(huán)的輸出與給定電流參考按照一定的比例疊加，以此作為雙向變換器的電流給定，最終經(jīng)過PWM調(diào)制產(chǎn)生控制Q1、Q2開關(guān)的控制信號。

圖6 Boost拓?fù)鋱D

3 新型LED驅(qū)動(dòng)電源解耦電路控制策略

為了進(jìn)一步減少LED頻閃問題，在解耦雙向變換器的控制策略上引入了功率反饋機(jī)制，根據(jù)雙向變換器的2種模態(tài)，以雙向變換器中Boost工作狀態(tài)下的拓?fù)鋱D進(jìn)行建模分析，如圖6所示。

假定開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)下的通態(tài)電阻阻值為0，斷態(tài)電阻阻值為無窮大。根據(jù)狀態(tài)空間平均法得出Boost模態(tài)下的狀態(tài)方程

(5)

聯(lián)立并消去占空比d后，假定在不考慮電路中其他損耗因素的情況下，認(rèn)為達(dá)到了功率平衡即

(6)

通過式(6)等量關(guān)系可得，等式左邊是二倍工頻電流流向雙向變換器產(chǎn)生的脈動(dòng)功率Pripple，等式右邊是電感和電容吸收的儲能功率PL和Pcdc。

同理,在Buck工作狀態(tài)下同樣滿足式(6)，所以雙向變換器的2種模態(tài)均符合上述關(guān)系。

再根據(jù)等式(6)兩邊同時(shí)積分后亦得到式(7)即含有二倍工頻的脈動(dòng)功率分別被電感電容所儲存。

ΔEripple=ΔEcdc+ΔEL

(7)

由于雙向變換器的儲能電容需要對二倍工頻脈動(dòng)能量進(jìn)行充放電，實(shí)現(xiàn)Buck/Boost模態(tài)的切換，故選取電容的儲能能量為控制對象，其表達(dá)式為

(8)

聯(lián)立式(6)、式(8)，經(jīng)過拉普拉斯時(shí)域變換得

(9)

由式(9)可知在任意開關(guān)模態(tài)下，電感L只起到能量傳遞和濾波的作用，脈動(dòng)能量通過電感電流iLs流進(jìn)雙向變換器，最終體現(xiàn)在電容Cdc上的能量變化。iLs決定了雙向變換器能否完全吸收二倍工頻的能量，也就是說iLs決定了LED負(fù)載無頻閃的效果好壞。

如圖7所示，假設(shè)雙向變換器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)處理的脈動(dòng)功率為

Pripple=P0cos(2ωt)Ts

(10)

式中,Ts為雙向變換器開關(guān)管的開關(guān)周期；Po為LED驅(qū)動(dòng)電源負(fù)載輸出的平均功率。如圖8所示，在t0～t1時(shí)段，開關(guān)管Q1導(dǎo)通,電感電流上升至iLref。

圖7 雙向變換器脈動(dòng)功率波形圖

圖8 一個(gè)開關(guān)周期的理想電感電流曲線

(11)

式中，D為Q1導(dǎo)通時(shí)的占空比。

t1～t2時(shí)段，Q1關(guān)斷，D2導(dǎo)通,電感兩端電壓為Uo-Ucdc，電感電流下降至零

(12)

式中，D*為Q1關(guān)斷時(shí)的占空比，滿足DTs+D*Ts

(13)

儲能電容Cdc儲存的能量瞬時(shí)表達(dá)式為

(14)

式中,Emin為儲能電容Cdc兩端電壓最低時(shí)存儲的能量。儲能電容上瞬時(shí)能量表達(dá)式可以進(jìn)一步表示為

(15)

則儲能電容電壓Ucdc的表達(dá)式為

(16)

式中,Umin為電容Cdc兩端電壓最小值，聯(lián)立可得

(17)

由式(17)可知在不考慮其他影響的情況下，理想電感電流iLref與LED輸出的脈動(dòng)功率符合函數(shù)關(guān)系式

f(iLref)=Po|cos(2ωt)|

(18)

假設(shè)母線的脈動(dòng)電流完全等于流入雙向變換器的電感電流iL時(shí)，則LED負(fù)載輸出功率便不含脈動(dòng)成分，即LED實(shí)現(xiàn)無頻閃。

圖9 基于功率反饋線性化的二次紋波跟蹤控制器

所以在傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制解耦策略電流內(nèi)環(huán)跟蹤效果不理想的基礎(chǔ)上，為了進(jìn)一步提高無頻閃的效果，把LED負(fù)載的輸出功率Po經(jīng)采樣后與理想狀態(tài)下的純直流功率Poref比較，經(jīng)轉(zhuǎn)化反饋給雙向變換器的電流內(nèi)環(huán)進(jìn)行補(bǔ)償。 最終通過脈寬調(diào)制的方法產(chǎn)生控制開關(guān)的占空比，控制開關(guān)管Q1、Q2,以提高紋波電流跟蹤效果，達(dá)到抑制LED負(fù)載的頻閃問題，如式(19)所示。

(19)

基于推導(dǎo)的建模理論得出的控制方式采用的是電流內(nèi)環(huán)，電壓外環(huán)的雙控制策略?？刂平Y(jié)構(gòu)圖如圖9所示。

4 仿真實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證控制方法的有效性，采用Matlab/Simulink軟件搭建了300 W的仿真模型進(jìn)行仿真分析，其中主電路選用Boost變換器，同時(shí)有高功率因數(shù)矯正功能，主要仿真模型參數(shù)如表2所示。

表2 仿真模型參數(shù)

圖10 1 000 μF電解電容下，LED驅(qū)動(dòng)電源的輸入電壓Uin及電流iin的波形圖

PFC輸出側(cè)未并聯(lián)雙向變換器，但使用了1 000 μF的大電解電容時(shí)，輸入電壓、輸入電流波形如圖10所示，可見輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓，對輸入電流進(jìn)行傅里葉分析。由傅里葉分析結(jié)果可知，各次諧波含量非常低，達(dá)到0.998 9以上，保證了電網(wǎng)的高功率因數(shù)，符合國家標(biāo)準(zhǔn)。

PFC輸出側(cè)并聯(lián)雙向變換器但未引入功率反饋控制時(shí)，PFC輸入電壓Uin，輸入電流iin和輸出電流io的波形見圖11。給定輸出儲能電容Cb為20 μF，由圖11可以看出，此時(shí)Boost電路實(shí)現(xiàn)了PFC控制，且輸出電流波形紋波率為20%，即紋波為0.15 A，功率因數(shù)達(dá)到0.983。能夠達(dá)到實(shí)現(xiàn)無電解電容LED驅(qū)動(dòng)的作用，但是對于無頻閃的要求還有一定距離。

圖11 未引入功率反饋機(jī)制下，LED驅(qū)動(dòng)電源的功率因數(shù)和負(fù)載輸出電流io的波形

相比圖11，同樣在PFC輸出側(cè)并聯(lián)雙向變換器,通過引入功率反饋控制機(jī)制下的仿真波形圖見圖12?？梢钥闯?，PFC輸入電壓Uin，輸入電流iin和輸出電流io的波形，給定輸出儲能電容Cb為20 μF。結(jié)合圖7可以看出,此時(shí)Boost電路實(shí)現(xiàn)了PFC控制，且輸出電流脈動(dòng)值在0.03 A左右，紋波率控制在5%以內(nèi)，且功率因數(shù)達(dá)到0.998,即在保證高功率因數(shù)的同時(shí)，LED負(fù)載輸出電流的紋波率控制在5%以內(nèi)，說明在實(shí)現(xiàn)無電解電容的情況下，達(dá)到了無頻閃的效果。

圖12 引入功率反饋機(jī)制下，LED驅(qū)動(dòng)電源的功率因數(shù)和負(fù)載輸出電流io的波形及流入雙向變換器電流的傅里葉分析

通過以上各組仿真波形表明，在傳統(tǒng)單級PFC的輸出側(cè)并聯(lián)解耦電路(Buck-Boost)時(shí)，母線上的大電解電容能夠被容值小且壽命長的瓷片電容所代替，達(dá)到了無電解電容LED驅(qū)動(dòng)電源的目的。在此基礎(chǔ)上，通過改進(jìn)控制方法，引入了功率反饋的控制策略，進(jìn)一步抑制了LED燈光的頻閃，使得LED燈光紋波從接近20%降低到了5%以內(nèi)，極大提高了人眼在LED燈光下工作的健康舒適性。

5 結(jié)論

針對影響LED驅(qū)動(dòng)電源壽命的電解電容及對人眼有害的頻閃問題，提出一種基于功率反饋的LED驅(qū)動(dòng)電源控制策略，建立了仿真模型并與傳統(tǒng)的控制方法進(jìn)行比較，得出以下結(jié)論：

(1)實(shí)現(xiàn)了在無電解電容的LED驅(qū)動(dòng)電源，延長其使用壽命。

(2)使LED負(fù)載實(shí)現(xiàn)了無頻閃的效果。

(3)抑制了母線中的二倍工頻紋波，從而提升了LED驅(qū)動(dòng)電源輸出電流的質(zhì)量及設(shè)備的穩(wěn)定性。