分布式發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)寬增益雙向DC-DC變換器研究

劉禾雨，宗 斌，薛 軍，郭 濤

（國網(wǎng)江蘇省電力有限公司 檢修分公司，南京210000）

近年來隨著智能電網(wǎng)的迅速發(fā)展，高效開發(fā)并利用各種分布式能源已成為研究熱點(diǎn)。常見的分布式能源包括光伏發(fā)電、風(fēng)電、燃料電池和地?zé)岬萚1]。分布式能源的配置區(qū)域通常臨近負(fù)荷側(cè)，其并入電網(wǎng)后既可以分擔(dān)發(fā)電廠的壓力，又可以省去輸變電的需求，高效經(jīng)濟(jì)地實(shí)現(xiàn)綠色供電。盡管優(yōu)勢(shì)明顯，但分布式能源在實(shí)際應(yīng)用中的問題也很突出。其中最為顯著的就是輸出功率不穩(wěn)定，易受外界因素的影響，具有較大的波動(dòng)性[2]。因此，減小分布式能源并網(wǎng)后的功率波動(dòng)，維護(hù)電力系統(tǒng)的可靠運(yùn)行，長(zhǎng)期以來一直是備受研究關(guān)注的熱點(diǎn)問題[3-4]。

1 分布式發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)介紹

近年來，為解決分布式能源并網(wǎng)應(yīng)用中出現(xiàn)的問題，進(jìn)行了很多相關(guān)領(lǐng)域的研究[5]。這些研究大致分為兩類：①從電網(wǎng)側(cè)出發(fā)，提出了許多類似于負(fù)荷預(yù)測(cè)的控制策略；②從分布式發(fā)電結(jié)構(gòu)側(cè)出發(fā)，從硬件上使用了儲(chǔ)能系統(tǒng)，用于改善系統(tǒng)整體的供電可靠性，實(shí)現(xiàn)對(duì)功率波動(dòng)的“削峰填谷”[6]。這就要求儲(chǔ)能系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)功率的雙向流動(dòng)，同時(shí)具有較快的功率響應(yīng)速度。

分布式發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。分布式能源（如PV 光伏陣列、風(fēng)機(jī)、燃料電池等），通過Boost 變換器連接到高壓直流母線上，蓄電池組通過雙向DC-DC 變換器與直流母線相連，最后直流母線經(jīng)并網(wǎng)逆變器作用后實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)，同時(shí)向本地負(fù)載供電[7]。蓄電池作為最常見的雙向能量源，其輸出電壓通常遠(yuǎn)低于高壓直流母線。若通過串聯(lián)的方式提升輸出電壓容易影響供電可靠性，同時(shí)增加系統(tǒng)的體積成本。因此，需要能夠適應(yīng)蓄電池輸出電壓范圍，具有寬增益特性的雙向DC-DC 變換器作為蓄電池組與高壓直流母線的功率接口，通過一定的SOC（能量管理）策略在實(shí)際工況下實(shí)現(xiàn)功率的雙向流動(dòng)[8-9]。

圖1 分布式發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Structure block diagram of distributed generation energy storage system

傳統(tǒng)的Buck-Boost 雙向DC-DC 變換器，由于內(nèi)部功率器件存在一定的寄生參數(shù)，影響了其增益范圍，使其在實(shí)際工況的應(yīng)用中受到限制，而且功率器件容易工作在極端占空比狀態(tài)，降低了變換器的轉(zhuǎn)換效率[11]。因此，在儲(chǔ)能系統(tǒng)的應(yīng)用研究中，雙向DC-DC 變換器的關(guān)注熱點(diǎn)在于如何獲得寬范圍的電壓增益[12-13]。故在此提出并設(shè)計(jì)了新型的寬增益雙向DC-DC 變換器，從理論原理上分析了變換器特性，最后通過仿真試驗(yàn)驗(yàn)證了所提變換器的可行性。

2 變換器原理分析

2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)介紹

在此所提出的寬增益雙向DC-DC 變換器結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Converter topology structure

圖中，Q1—Q4為有源功率開關(guān)，D1—D4分別為4 個(gè)功率開關(guān)內(nèi)部各自的反并聯(lián)二極管；電容C1，C2和電感L 作為拓?fù)渲械闹饕獌?chǔ)能元件，可有效提高電壓增益；Ulow為低壓側(cè)電壓；Uhigh為高壓側(cè)電壓；電容C3，C4分別為低壓接口、高壓接口的濾波電容。

2.2 變換器工作原理

2.2.1 升壓模式

根據(jù)主開關(guān)管Q1的通斷時(shí)間，可以確定變換器在升壓模式下的開關(guān)周期情況。在一個(gè)周期內(nèi)，變換器的工作狀態(tài)可歸納為2 種，具體如圖3所示。

1）開關(guān)狀態(tài)1 其工作狀態(tài)如圖3a所示。Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通，Q2和Q4同時(shí)關(guān)斷；通過分析電流回路，輸入電源Uin通過Q1向L 充電。同時(shí)，C1通過Q1和Q3向C2充電；濾波電容C4向負(fù)載放電。

2）開關(guān)狀態(tài)2 其工作狀態(tài)如圖3b所示。Q2和Q4同時(shí)導(dǎo)通，Q1和Q3同時(shí)關(guān)斷；Uin與L 串聯(lián)，經(jīng)Q2向C1充電。同時(shí)，Uin，L 與C2串聯(lián)，經(jīng)Q4為C4充電，并將電能供給負(fù)載。

圖3 變換器升壓模式工作狀態(tài)Fig.3 Working state of converter in boost mode

2.2.2 降壓模式

參考升壓模式的分析方式，可以得到所提變換器在降壓模式下的工作狀態(tài)，具體如圖4所示。

圖4 變換器降壓模式工作狀態(tài)Fig.4 Working state of converter in buck mode

1）開關(guān)狀態(tài)1 其工作狀態(tài)如圖4a所示。Q2和Q4同時(shí)導(dǎo)通，Q1和Q3同時(shí)關(guān)斷；Uin通過Q4向L，C2和C3充電，同時(shí)向負(fù)載放電；C1經(jīng)Q2向L 和C3組成的串聯(lián)支路放電。

2）開關(guān)狀態(tài)2 其工作狀態(tài)如圖4b所示。Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通，Q2和Q4同時(shí)關(guān)斷；C2經(jīng)Q1和Q3向C1充電；L 將上一個(gè)狀態(tài)所儲(chǔ)存的電能經(jīng)Q1供給負(fù)載，同時(shí)給C3充電。

2.3 升壓模式下電壓增益計(jì)算推導(dǎo)

假定功率開關(guān)Q1和Q3為主管，其導(dǎo)通時(shí)長(zhǎng)為dT，則斷開時(shí)長(zhǎng)為（1-d）T，將功率器件的寄生參數(shù)忽略不計(jì)，利用伏秒平衡原理，對(duì)電感L 與其他功率器件的電壓關(guān)系表述為

在各工作狀態(tài)下，其他電容的電壓關(guān)系為

結(jié)合公式（1）（2），可得高壓端口與低壓端口，即輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為

2.4 功率器件電壓應(yīng)力分析

由升壓模式下變換器各工作狀態(tài)的電壓關(guān)系，可以算出拓?fù)渲? 個(gè)功率開關(guān)Q1—Q4的電壓應(yīng)力相同，均為輸出電壓的1/2，即

此外，可以推導(dǎo)出各個(gè)電容所承受的電壓應(yīng)力同樣為輸出電壓的1/2，即

2.5 與傳統(tǒng)Buck-Boost 變換器的比較

在此所提變換器與傳統(tǒng)Buck-Boost 雙向變換器的比較情況見表1。由表可知，所提變換器相比傳統(tǒng)Buck-Boost 雙向變換器，在電壓增益方面實(shí)現(xiàn)了翻倍，同時(shí)維持功率器件的電壓應(yīng)力不變，即為輸出電壓的1/2。所付出的代價(jià)僅是增加了2 個(gè)功率開關(guān)和電容，成本未明顯增加，具有較高的性價(jià)比。

表1 本文所提變換器與傳統(tǒng)Buck-Boost 雙向變換器的比較Tab.1 Comparison between proposed converter and traditional Buck-Boost bidirectional converter

3 整體設(shè)計(jì)方案

3.1 變換器控制策略

所提變換器控制策略原理如圖5所示。變換器整體基于電壓閉環(huán)控制，輔以能量管理（SOC，state of charge）算法，可以應(yīng)對(duì)實(shí)際應(yīng)用中的各種工況條件。PI 控制器將輸出電壓的設(shè)定值與測(cè)量值相減的結(jié)果進(jìn)行誤差處理，在選通環(huán)節(jié)根據(jù)設(shè)定的SOC 策略，計(jì)算輸入功率與輸出功率差值，進(jìn)而調(diào)整系統(tǒng)所需蓄電池的功率補(bǔ)償。最后，通過PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)發(fā)生器輸出開關(guān)信號(hào)控制功率開關(guān)的通斷，輸出接口即可得到目標(biāo)電壓，構(gòu)成一個(gè)完整的控制流程。

圖5 變換器控制原理Fig.5 Converter control schematic

3.2 變換器硬件選型

為驗(yàn)證所提變換器在實(shí)踐中的可靠運(yùn)行，設(shè)計(jì)了額定300 W 的原理樣機(jī)。輸入電壓使用0～100 V可調(diào)直流電源模擬蓄電池工作，DSP 控制器選型為TMS320F28335，4 個(gè)功率開關(guān)所選取的MOSFET 型號(hào)均為IRF640N，電感L=200 μH，電容C1=C2=47 μF，C3=22μF，C4=100μF。

試驗(yàn)條件以升壓模式為基礎(chǔ)，具體試驗(yàn)參數(shù)：開關(guān)頻率fs=20 kHz，輸入電壓范圍為Uin=40～80 V，輸出電壓穩(wěn)定在Uo=300 V，負(fù)載電阻R=300 Ω，即額定功率為300 W。

4 試驗(yàn)結(jié)果分析

以升壓模式下的工作狀態(tài)為例。試驗(yàn)條件為Ulow=60 V，Uhigh=330 V，電感電流iL與功率開關(guān)Q1電壓應(yīng)力波形如圖6所示。

圖6 電感電流與功率開關(guān)Q1 電壓應(yīng)力的波形Fig.6 Waveform of inductance current and voltage stress of power switch Q1

由于功率開關(guān)數(shù)量較多，此處以Q1的電壓應(yīng)力與電感電流iL作為展示波形。當(dāng)Q1關(guān)斷，即其兩側(cè)電壓為0 時(shí)，電感L 處于充電狀態(tài)，因此通過L 的電流iL上升；當(dāng)Q1開通，加在其兩端的電壓應(yīng)力為輸出電壓的1/2，同時(shí)電感L 放電，通過L 的電流iL下降。這一試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了關(guān)于變換器應(yīng)力分析的正確性。

在電壓閉環(huán)的控制作用下，輸出電壓保持穩(wěn)定，可以允許輸入電壓有一個(gè)較寬的可變范圍。當(dāng)輸入電壓Uin從80 V 降至40 V 時(shí)，變換器的動(dòng)態(tài)波形如圖7所示。由圖可見，在輸入電壓逐漸降低的過程中，輸出電壓穩(wěn)定維持在300 V 不變，其對(duì)應(yīng)的電壓增益也從不到3.75 倍增加到7.5 倍。由此證明，如果將變換器應(yīng)用在儲(chǔ)能系統(tǒng)中，所提變換器可以匹配大多數(shù)不同電壓的蓄電池作為輸入源，同時(shí)維持母線電壓穩(wěn)定的作用。

圖7 輸入電壓降低過程中變換器的動(dòng)態(tài)波形Fig.7 Dynamic waveform of converter during input voltage reduction

在Ulow=48 V，Uhigh=300 V，不同輸出功率下變換器的效率對(duì)比如圖8所示。圖中，2 條曲線分別為升壓和降壓模式下，變換器以100～300 W 的輸出功率Po，通過橫河Yokogawa T500 功率分析儀測(cè)量得到的試驗(yàn)效率結(jié)果。

圖8 不同輸出功率下的變換器效率Fig.8 Converter efficiency under different output power

由測(cè)量結(jié)果可見，無論是升壓模式還是降壓模式，試驗(yàn)效率均隨著輸出功率的提高而升高，即在Po=300 W 的情況下，升壓模式的最高效率為95.9%，降壓模式的最高效率96.5%。即使在Po=100 W 的情況下，變換器的最低效率也有91.6%。效率曲線所展現(xiàn)出的趨勢(shì)證明，變換器損耗并沒有隨著功率的升高而出現(xiàn)明顯的增大，因此變換器的固有損耗在總損耗中比例較高。

5 結(jié)語

所設(shè)計(jì)的具有寬增益特性的雙向DC-DC 變換器，接口于分布式發(fā)電儲(chǔ)能系統(tǒng)中蓄電池與高壓直流母線之間?？刂撇呗园薖I 電壓閉環(huán)控制和能量管理算法，從而變換器可以適應(yīng)至少40～80 V 的蓄電池電壓范圍，同時(shí)將直流母線電壓精確地穩(wěn)定在300 V，改善分布式能源功率波動(dòng)性大的問題，實(shí)現(xiàn)對(duì)功率的“削峰填谷”。本文對(duì)于所提變換器的性能分析內(nèi)容有限，涉及變換器的建模和損耗分析等工作尚待進(jìn)一步完成[14]，后續(xù)研究將圍繞這一問題進(jìn)行更加深刻的挖掘。