湯惠淞,吳長(zhǎng)水
(上海工程技術(shù)大學(xué)機(jī)械與汽車工程學(xué)院,上海 201620)
隨著電子控制技術(shù)的發(fā)展,發(fā)動(dòng)機(jī)位置管理由原來的機(jī)械式發(fā)展到精確的電子控制,通過傳感器對(duì)曲軸和凸輪軸信號(hào)的采集和算法標(biāo)記,可確定發(fā)動(dòng)機(jī)實(shí)時(shí)位置和最佳噴射正時(shí),實(shí)現(xiàn)對(duì)噴射系統(tǒng)的實(shí)時(shí)控制。黃宇[1]研究雙燃料發(fā)動(dòng)機(jī)改造關(guān)鍵技術(shù),即對(duì)噴射系統(tǒng)的改造技術(shù);趙叢姣等[2]研究噴射正時(shí)對(duì)燃燒規(guī)律的影響,即實(shí)現(xiàn)噴射系統(tǒng)精確控制,發(fā)現(xiàn)燃油噴射系統(tǒng)參數(shù)噴射提前角、噴射正時(shí)控制等對(duì)發(fā)動(dòng)機(jī)的燃燒特性、經(jīng)濟(jì)性和排放性等有重要影響;楊騏菲等[3]對(duì)曲軸信號(hào)處理和倍頻進(jìn)行研究,發(fā)現(xiàn)有效的倍頻信號(hào)可提高噴射系統(tǒng)控制精度;張暉等[4]、李利平等[5]對(duì)雙燃料發(fā)動(dòng)機(jī)的噴射系統(tǒng)進(jìn)行研究,精確的噴射系統(tǒng)控制都是以準(zhǔn)確的曲軸信號(hào)為基準(zhǔn),因此曲軸信號(hào)精度將影響整個(gè)發(fā)動(dòng)機(jī)的性能。本文根據(jù)TC1728 微控制器的豐富資源,設(shè)計(jì)高精度倍頻曲軸信號(hào)算法,可從倍頻后的曲軸信號(hào)獲取豐富的發(fā)動(dòng)機(jī)位置信號(hào),實(shí)現(xiàn)對(duì)發(fā)動(dòng)機(jī)精準(zhǔn)的噴射控制。
本文以英飛凌公司AUDO MAX 系列中32 位高時(shí)鐘頻率微處理器TC1728[6]作為主控芯片。TC1728 具有多個(gè)內(nèi)核,其中央處理器和片上外圍設(shè)備的工作頻率相互獨(dú)立,中央處理器最高工作頻率可達(dá)133MHz,片上外圍設(shè)備工作頻率可達(dá)80MHz。還具有精簡(jiǎn)指令集(RISC)處理器構(gòu)架、數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)操作和尋址模式、片上存儲(chǔ)器和豐富的外設(shè)資源,如中央處理器(CPU)、多通道模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)、外圍控制處理器(PCP)、通用定時(shí)器陣列(GP?TA)、微妙級(jí)通道(MSC)等。同時(shí),還具有豐富的中斷源,具有181 個(gè)中斷節(jié)點(diǎn),256 個(gè)中斷優(yōu)先級(jí)可向CPU 和PCP請(qǐng)求中斷服務(wù)。
定時(shí)器陣列GPTA 內(nèi)部包含一組高速數(shù)字信號(hào)處理單元:濾波和預(yù)分頻單元(FPC)支持輸出信號(hào)噪聲濾波和預(yù)分頻操作;占空比測(cè)量單元(DCM)實(shí)現(xiàn)脈沖周期測(cè)量;數(shù)字鎖相環(huán)單元(PLL)在一個(gè)輸入信號(hào)周期中產(chǎn)生數(shù)量可編程的模塊時(shí)鐘標(biāo)記;全局定時(shí)器單元(GT)用作全局定時(shí)器單元(GTC)的時(shí)間基準(zhǔn),GTC 具有捕獲/比較功能,多個(gè)GTC 可以邏輯級(jí)聯(lián)生成復(fù)雜的波形并輸出到外部端口;本地定時(shí)器單元(LTC)可實(shí)現(xiàn)定時(shí)、信號(hào)捕捉和比較功能,多個(gè)LTC 可用于提供觸發(fā)或門控信號(hào),同時(shí)可觸發(fā)LTC 和GTC 相關(guān)操作。GPTA 模塊內(nèi)核關(guān)系如圖1 所示。
Fig.1 The kernel relationship of GPTA圖1 GPTA 內(nèi)核關(guān)系
曲軸信號(hào)是發(fā)動(dòng)機(jī)精準(zhǔn)控制的基礎(chǔ),噴射系統(tǒng)主要依托曲軸信號(hào),因此獲得有效的曲軸信號(hào),是控制發(fā)動(dòng)機(jī)的關(guān)鍵[7]。為獲得曲軸信號(hào),一般采用光電傳感器和霍爾傳感器進(jìn)行采集[8-10]。但光電傳感器輸出信號(hào)為正弦波信號(hào),必須通過信號(hào)處理電路處理后,才能被CPU 處理,增加了電路設(shè)計(jì)的難度和成本。而霍爾傳感器可直接輸出方波信號(hào)并由GPTA 模塊處理,無需特定處理電路,簡(jiǎn)單方便,本文使用霍爾傳感器進(jìn)行曲軸信號(hào)采集。
本文研究對(duì)象是四缸四沖程發(fā)動(dòng)機(jī),其曲軸信號(hào)盤采用均勻布置的60 個(gè)齒[9]。為了獲得缸號(hào)和上止點(diǎn)位置信息,一般去掉2 個(gè)齒,即采用60-2 個(gè)齒,并稱去掉的齒為缺齒。正常齒產(chǎn)生的方波信號(hào)每個(gè)周期為6CA,缺齒為18CA。曲軸信號(hào)盤和采集信號(hào)波形如圖2 所示。
Fig.2 Crankshaft signal panel and signal waveform圖2 曲軸信號(hào)盤和信號(hào)波形
曲軸信號(hào)通過霍爾傳感器采集,由濾波電路處理后,將得到的方波信號(hào)通過I/O 端口輸入到TC1728,由GPTA內(nèi)核中的各個(gè)單元進(jìn)行倍頻處理。倍頻后的信號(hào)由GTC/LTC 單元生成PWM 波控制噴射驅(qū)動(dòng)單元并進(jìn)行噴射控制[11-12]。曲軸信號(hào)控制噴射系統(tǒng)整個(gè)過程如圖3 所示。
Fig.3 Crankshaft signal flow relationship圖3 曲軸信號(hào)流動(dòng)關(guān)系
3.1.1 濾波單元FPC
曲軸信號(hào)為高頻方波信號(hào),容易受到外界干擾,形成錯(cuò)誤波形。如果采集到錯(cuò)誤的波形,會(huì)對(duì)后面的控制產(chǎn)生嚴(yán)重影響。利用FPC 對(duì)曲軸信號(hào)進(jìn)行濾波處理,得到干凈的曲軸信號(hào)。FPC 的濾波模式可分為即時(shí)去抖濾波法和延遲去抖濾波法。即時(shí)去抖濾波法,檢測(cè)到輸入信號(hào)邊沿后,在編程設(shè)定的時(shí)間內(nèi)對(duì)輸入信號(hào)的跳變和毛刺進(jìn)行濾波;延遲去抖濾波法,用一個(gè)比選定的時(shí)鐘周期和比寄存器值的乘積稍小的信號(hào)寬度,對(duì)輸入信號(hào)上的所有跳變和毛刺進(jìn)行濾波。根據(jù)設(shè)計(jì)需要,對(duì)輸入信號(hào)的濾波用兩種濾波法隨意組合,本文采用上升沿延遲濾波、下降沿即時(shí)濾波?;旌蠟V波模式下的波形如圖4 所示。
3.1.2 占空比測(cè)量單元DCM
GPTA 模塊含有4 個(gè)DCM 單元(DCM0-DCM3),每個(gè)DCM 由24 位定時(shí)器、24 位捕獲寄存器、24 位捕獲/比較寄存器、24 位比較器和DCM 控制單元組成。測(cè)量曲軸周期使用DCM 的定時(shí)器/捕獲寄存器CAV,設(shè)置捕獲寄存器為下降沿觸發(fā)中斷,將GPTA 總線時(shí)鐘fGPTA遞增計(jì)數(shù)至下一次觸發(fā),并將捕獲的時(shí)鐘個(gè)數(shù)保存在寄存器DMU 中。捕獲完成后定時(shí)器自動(dòng)復(fù)位,重新計(jì)數(shù),定時(shí)器所記錄的一個(gè)曲軸齒的周期長(zhǎng)度Cur_period=TGPTA*GPTA_DCMCAV0。
本文根據(jù)雙燃料發(fā)動(dòng)機(jī)的額定轉(zhuǎn)速為4 000rpm,曲軸信號(hào)的最大頻率小于4KHz,將GPTA 模塊的時(shí)鐘頻率fGPTA設(shè)置為5MHz。由于輸入信號(hào)不一定是fGPTA的整數(shù)倍,故存在最大捕獲誤差?δ1為一個(gè)周期的TGPTA(圖5 為DCM 捕獲誤差原理圖),即在GPTA 總線fGPTA為5MHz 的頻率下,DCM 捕獲誤差時(shí)間控制在0.2us 內(nèi)。對(duì)于傳統(tǒng)的捕獲模式,也會(huì)產(chǎn)生相同的誤差?ε1=Tcapture。
Fig.5 Acquisition error principle of DCM unit圖5 DCM 單元捕獲誤差原理
3.1.3 倍頻單元PLL
PLL 是具有倍頻功能的數(shù)字鎖相環(huán)單元,在一個(gè)輸入信號(hào)周期內(nèi),在規(guī)定的時(shí)間周期內(nèi)產(chǎn)生期望數(shù)目的時(shí)鐘脈沖。PLL 還具有自動(dòng)調(diào)速功能,當(dāng)自動(dòng)結(jié)束模式位(PLLC?TR.AEN)置位時(shí),可以根據(jù)輸入信號(hào)的加速和減速進(jìn)行自動(dòng)補(bǔ)償。若自動(dòng)結(jié)束模式復(fù)位,PLL 將不與輸入信號(hào)沿同步連續(xù)產(chǎn)生輸出脈沖。與傳統(tǒng)倍頻方式對(duì)比可以發(fā)現(xiàn),經(jīng)過定時(shí)陣列GPTA 處理后的倍頻信號(hào),誤差遠(yuǎn)小于傳統(tǒng)方式,提高了控制精度。圖6 為TP=20 個(gè)TGPTA下,分頻因子n=6 時(shí),兩種方式倍頻后的波形對(duì)比,易得出傳統(tǒng)方式形成的波形不均勻,而本文倍頻方式信號(hào)更均勻有效。
在實(shí)際過程中,發(fā)動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)速并不是恒定的,存在加減速過程,因此轉(zhuǎn)速發(fā)生變化時(shí),設(shè)計(jì)的算法應(yīng)能自動(dòng)補(bǔ)償。PLL 具有自動(dòng)補(bǔ)償功能,能有效減少倍頻信號(hào)誤差。如在減速情況下,信號(hào)周期的長(zhǎng)度逐漸變大,因?yàn)樵赑LL設(shè)置時(shí)GPTA0_PLLMTI 為固定值,在不同的周期長(zhǎng)度下將生成相同個(gè)數(shù)倍頻脈沖,因此倍頻脈沖的周期會(huì)發(fā)生變化。脈沖周期不同,對(duì)GT 單元波形也產(chǎn)生很大誤差。本文設(shè)計(jì)一種自適應(yīng)算法,實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)曲軸信號(hào)周期,當(dāng)監(jiān)測(cè)到曲軸信號(hào)周期變化時(shí),將對(duì)PLL 中的寄存器GP?TA0_PLLMTI 和GPTA0_PLLREV 進(jìn)行算法控制,提高倍頻精度。在轉(zhuǎn)速變化下PLL 倍頻波形如圖7 所示。
Fig.6 PLL frequency doubling waveform圖6 PLL 倍頻波形
Fig.7 PLL frequency doubling waveform comparison圖7 PLL 倍頻波形對(duì)比
經(jīng)過FPC 濾波后得到干凈的曲軸信號(hào),由DCM 測(cè)量出周期長(zhǎng)度Tp,在PLL 中設(shè)置倍頻初始值。設(shè)置DCM 和PLL 中斷,在DCM 中斷中,讀取實(shí)時(shí)的周期長(zhǎng)度值Tp,在PLL 中斷中利用測(cè)得的Tp設(shè)置算法,得到均勻的倍頻信號(hào)。經(jīng)過DCM 測(cè)得的實(shí)際曲軸信號(hào)周期后,輸入到PLL進(jìn)行倍頻。DCM 測(cè)得的周期長(zhǎng)度Tp存在如式(1)所示關(guān)系:
PLL 根據(jù)測(cè)得的周期長(zhǎng)度Tp和倍頻因子n確定倍頻信號(hào)周期的長(zhǎng)度。倍頻因子大小,決定了倍頻信號(hào)周期的大小。倍頻因子越大,倍頻后的頻率越高,精度越高,反之精度越低。由式(1)可知,PLL 倍頻時(shí)存在兩種情況:一種是曲軸周期長(zhǎng)度與倍頻因子可整除,只需要計(jì)數(shù)n次;第二種是不能整除,留有余數(shù),需要計(jì)算(n+1)次。PLL 倍頻方式通過余數(shù)再分配到每個(gè)周期上,使周期更加均勻,有效減少了誤差,誤差最大為:
因此,曲軸信號(hào)通過GPTA 模塊處理后的最大誤差為:
傳統(tǒng)的倍頻方式是直接除以分頻因子n,將余數(shù)全部放在最后一個(gè)周期上,導(dǎo)致產(chǎn)生誤差,最大誤差可達(dá):
式中,Tbus為傳統(tǒng)倍頻時(shí)的時(shí)鐘周期。傳統(tǒng)方式曲軸信號(hào)處理后的最大誤差為:
例如,現(xiàn)以倍頻因子n=20,在2 500rpm 轉(zhuǎn)速下,GPTA的總線時(shí)鐘頻率設(shè)置為5MHz,DCM 測(cè)量出正常齒的周期長(zhǎng)度為:
對(duì)于一個(gè)曲軸正常齒的轉(zhuǎn)角為6CA,通過倍頻后,倍頻輸出信號(hào)周期Tt為:
角度誤差?θ為:
因此,總誤差為δ=0.006CA,不同轉(zhuǎn)速下,曲軸信號(hào)20倍頻誤差大小如表1 所示??梢缘贸觯谵D(zhuǎn)速800~4 000rpm 時(shí),曲軸倍頻信號(hào)的最大誤差小于0.01CA。雖然隨著轉(zhuǎn)速增大,倍頻誤差有所增加,但依然滿足倍頻精度要求,倍頻結(jié)果符合設(shè)計(jì)要求。
Table 1 20 times frequency of crankshaft signal at different speeds表1 不同轉(zhuǎn)速下曲軸信號(hào)20 倍頻
進(jìn)入曲軸信號(hào)處理函數(shù)crankshaft()運(yùn)行流程如圖8所示。根據(jù)DCM 實(shí)時(shí)測(cè)得兩次中斷之間的時(shí)間周期計(jì)算發(fā)動(dòng)機(jī)速度,獲得以PLL 倍頻后信號(hào)為時(shí)鐘GT 的當(dāng)前計(jì)數(shù),作為角度計(jì)算噴油時(shí)刻的基礎(chǔ)。如果當(dāng)前齒長(zhǎng)度大于2.5 倍的上一齒長(zhǎng)度,即DCMCurCrksft>2.5×DCMLastCrksft,可判斷當(dāng)前發(fā)動(dòng)機(jī)位置是曲軸缺齒位置,將Flag_Crank?shaft 置1。此時(shí)曲軸角度已經(jīng)同步,可以使用當(dāng)前同步角度控制噴射時(shí)刻。Flag_Syn 復(fù)位,等待下一次判缸,使能夠更新同步角度。例如,如果同步后的角度SynAngle=705CA,可知當(dāng)前發(fā)動(dòng)機(jī)位置在凸輪軸多齒的下降沿,目前發(fā)動(dòng)機(jī)的位置到1 缸TDC1 的角度TDC_Angle1 為:
計(jì)算1 缸噴油時(shí)刻:
其中,AdvAng為噴油提前角,CapPLLtime是當(dāng)前GT 的時(shí)鐘。根據(jù)曲軸信號(hào)盤設(shè)計(jì),可以依次計(jì)算出剩余缸的噴射時(shí)刻。
轉(zhuǎn)速為2 000rpm 時(shí),1 缸噴射波形如圖9 所示(彩圖掃OSID 碼可見),綠色為噴射脈寬PWM 波,控制噴射正時(shí),黃色為倍頻后的曲軸信號(hào),紅色為1 缸驅(qū)動(dòng)波形。通過MAP 圖可以查得噴油脈寬為2.6ms,對(duì)應(yīng)的曲軸轉(zhuǎn)角為31.2CA。在傳統(tǒng)控制下,精度為3CA。噴油脈寬整除3CA部分由曲軸齒數(shù)控制,剩余余數(shù)由定時(shí)器控制,增加了程序設(shè)計(jì)難度,而且控制精度差。本文根據(jù)GPTA 獨(dú)特功能設(shè)計(jì)了算法,在倍頻系數(shù)為20 倍時(shí),曲軸信號(hào)的精度為0.03CA,不需要復(fù)雜的控制算法,直接對(duì)倍頻信號(hào)計(jì)數(shù),就可以實(shí)現(xiàn)噴油脈寬的控制??刂扑惴ê?jiǎn)單,程序穩(wěn)定性高。噴射精度也遠(yuǎn)大于傳統(tǒng)控制方式。
Fig.8 Function flow圖8 函數(shù)流程
Fig.9 Injection waveform圖9 噴射波形
本文利用TC1728 芯片的豐富資源,設(shè)計(jì)了倍頻曲軸信號(hào)算法,在硬件支持上,簡(jiǎn)化了算法設(shè)計(jì),提高了ECU 的性能利用率。利用GPTA 獨(dú)特的功能和算法設(shè)計(jì),將倍頻誤差控制在兩個(gè)GPTA 時(shí)鐘脈沖內(nèi),得到了高精度信號(hào)。分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知,精準(zhǔn)的曲軸信號(hào)控制噴射系統(tǒng)更簡(jiǎn)單、穩(wěn)定,精度也更高。下一步工作將研究高精度信號(hào)在噴射正時(shí)控制中對(duì)燃燒過程的影響。未來可將開發(fā)的軟件轉(zhuǎn)化為符合AUTOSAR 架構(gòu)規(guī)范的軟件組件,提高移植性。