基于反激變換器的雙目標(biāo)直接均衡方法

郭向偉 耿佳豪 劉 震 張 偉 卜旭輝

基于反激變換器的雙目標(biāo)直接均衡方法

郭向偉 耿佳豪 劉 震 張 偉 卜旭輝

（河南理工大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院 焦作 454000）

新能源汽車串聯(lián)電池組各單體間不可避免的不一致性將會降低電池組的能量利用率及循環(huán)壽命，甚至危及新能源汽車使用安全。為改善串聯(lián)電池組的不一致性，該文創(chuàng)新性地提出一種基于反激變換器的均衡拓?fù)?，利用結(jié)構(gòu)簡單可靠的反激變換器實現(xiàn)均衡能量在整組電池和任意單體間轉(zhuǎn)移，所提出的拓?fù)錅p少了儲能元件的數(shù)量，降低了均衡系統(tǒng)的體積，而且能量傳遞的一次側(cè)僅需一組控制信號，降低了控制難度；在此拓?fù)浠A(chǔ)上，提出一種雙目標(biāo)直接均衡控制策略，將充電過程和放電過程的均衡合二為一，同時實現(xiàn)充/放電過程最高端電壓的降低和最低端電壓的升高。仿真及實驗結(jié)果表明，該文所提新型均衡方法具有良好的動靜態(tài)均衡效果，能夠顯著地改善串聯(lián)電池組的一致性。

串聯(lián)電池組 反激變換器 雙目標(biāo) 直接均衡

0 引言

鋰電池作為新能源汽車動力電池的第一選擇[1]，其應(yīng)用于新能源汽車時，通常需要將多個電池串并聯(lián)構(gòu)成電池組以達(dá)到應(yīng)用要求。而各單體間不可避免的不一致性問題會導(dǎo)致電池組的能量利用率及循環(huán)壽命降低，甚至危及新能源汽車的使用安全。有效的均衡系統(tǒng)能夠顯著改善電池組一致性[2]，而串聯(lián)電池組的可靠性相比于并聯(lián)電池組更容易受到單體不一致性的影響[3-4]。本文針對串聯(lián)電池組的均衡展開研究。

均衡技術(shù)的研究主要包含拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制方式。根據(jù)均衡能量耗散情況的不同，均衡拓?fù)淇煞譃槟芎男秃头悄芎男蚚5-6]。能耗型拓?fù)涞牡湫痛硎请娮璺烹娛酵負(fù)洌淅秒娮柽M(jìn)行多余能量的消耗[7]，優(yōu)點是體積小、成本低，缺點是容易造成能量浪費且影響電池組整體的熱平衡。非能耗型主要利用電容器、電感器、變壓器等儲能元件來實現(xiàn)能量轉(zhuǎn)移?；陂_關(guān)電容器的均衡拓?fù)鋄8-10]體積小、控制簡單，但其依據(jù)壓差進(jìn)行均衡，當(dāng)單體壓差不大時，均衡過程容易受到回路開關(guān)器件的影響?；陔姼械木馔?fù)鋄11-14]均衡速度快，但其所需電感數(shù)量較多，不利于均衡系統(tǒng)體積的縮小和成本的降低?；谧儔浩鞯木馔?fù)鋄15-18]具有較高的均衡效率，且與主電路隔離。例如，一種基于多繞組變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[17]，其優(yōu)點是能量可以在任何單體之間傳遞，但多繞組變壓器具有體積大、復(fù)雜度高、漏磁嚴(yán)重等問題?；诙嗬@組變壓器的模塊化均衡方法[18]，相比于前者減少了體積、降低了成本，但模塊結(jié)構(gòu)相對復(fù)雜，變壓器漏磁嚴(yán)重，且不利于擴(kuò)展。均衡控制的研究主要涉及均衡指標(biāo)的確定，由于單體電壓作為不一致性指標(biāo)比較容易搭建實驗平臺且不影響均衡效果的驗證[16-18]，本文以單體電壓作為均衡 指標(biāo)。

基于以上分析，結(jié)合反激變換器結(jié)構(gòu)簡單、輸入電壓范圍廣、轉(zhuǎn)換效率高的特點，本文創(chuàng)新地提出一種基于反激變換器的體積小、易于擴(kuò)展、控制簡單的均衡拓?fù)洹Ｔ诖嘶A(chǔ)上，將充放電過程的均衡合二為一，提出最高端電壓、最低端電壓同時均衡的雙目標(biāo)直接均衡控制策略，以實現(xiàn)新型拓?fù)涞摹拔锉M其用”。與單端電壓相比，均衡速度顯著提高。

1 均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。個單體組成的電池組包含2+4個二極管，2+3個MOS管，以及一個RCD吸收電路和兩個反激變換器。將電池組中每個單體依次標(biāo)記為B1, B2, B3,…, B，將每個MOS管依次標(biāo)記為S0, S1, S2,…, S2n+2；左邊的變換器用于給最高端電壓對應(yīng)的單體放電均衡，其一次側(cè)的上、下兩端分別連接各單體電池左右兩側(cè)的MOS管，二次側(cè)通過一個MOS管和整個電池組相連；右邊的變換器用于給最低端電壓對應(yīng)的單體充電均衡，其一次側(cè)經(jīng)過一個MOS管和電池組整體連接，二次側(cè)的上、下兩端分別與各單體電池左右兩邊的MOS管相連。電池組右邊的開關(guān)矩陣另需增加一個MOS管S2n+2，在左邊變換器工作時導(dǎo)通此MOS管；而在右邊變換器工作時斷開此MOS管，以防止均衡過程發(fā)生短路。因為右側(cè)變換器一次側(cè)和整個電池組連接，為減小漏感尖峰電壓對MOS管安全性的影響，需要在右側(cè)的變換器增加一個吸收電路，本文采用成本低、結(jié)構(gòu)簡單且應(yīng)用廣泛的RCD吸收電路來減小漏感尖峰電壓對MOS管的影響。

圖1 均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

新型均衡拓?fù)涞奶攸c在于：①僅需兩組變換器，均衡系統(tǒng)體積大大縮小、成本降低；②均衡能量可以在任意單體和電池組間直接轉(zhuǎn)移，縮小均衡路徑，提高均衡速度；③電池單體數(shù)量變化時，在滿足器件極限值的前提下，僅需增減相應(yīng)的MOS管和二極管即可，電路易于擴(kuò)展。

1.2 均衡拓?fù)涔ぷ髟?/h3>

本小節(jié)以如圖2所示四節(jié)單體串聯(lián)均衡拓?fù)溥M(jìn)行均衡原理的研究。

圖3所示為四節(jié)單體串聯(lián)均衡工作原理。設(shè)B3電壓最高，B2電壓最低，且電池組不一致性滿足均衡電路工作條件。左邊變換器能量傳遞分為兩個階段，這兩個階段MOS管S10保持導(dǎo)通。第一階段，如圖3a所示，導(dǎo)通MOS管S4和S7，電池B3為一次側(cè)電感充電，一次側(cè)電感感生一個電動勢，其極性為“上正下負(fù)”；第二階段，如圖3b所示，將MOS管S4和S7斷開，并導(dǎo)通變換器二次側(cè)MOS管S8，一次側(cè)電感將感生一個“上負(fù)下正”的感應(yīng)電動勢，此感應(yīng)電動勢耦合到二次側(cè)電感，極性為“上正下負(fù)”，二次側(cè)電感為電池組充電，整個過程實現(xiàn)均衡能量從B3到整組電池的轉(zhuǎn)移。右邊變換器能量傳遞過程分為三個階段，這三個階段MOS管S10保持?jǐn)嚅_。第一階段，如圖3c所示，導(dǎo)通一次側(cè)MOS管S9，整個電池組給一次側(cè)電感充電，一次側(cè)電感電流不斷上升，將感生一個“上正下負(fù)”的感應(yīng)電動勢；第二階段，如圖3d所示，斷開反激變換器一次側(cè)MOS管S9，此時，吸收電路中的電阻將儲存的漏感能量消耗掉，降低因漏感引起的尖峰電壓，保證電路安全工作；第三階段，如圖3e所示，導(dǎo)通B2對應(yīng)的MOS管S3和S4，此時，S9斷開導(dǎo)致一次側(cè)電感感生的“上負(fù)下正”的感應(yīng)電動勢耦合到二次側(cè)電感，極性為“上正下負(fù)”，二次側(cè)電感給單體B2充電，整個過程實現(xiàn)均衡能量從整組電池到B2的轉(zhuǎn)移。

圖2 四節(jié)單體串聯(lián)均衡拓?fù)?/p>

2 均衡拓?fù)鋮?shù)計算

均衡拓?fù)涞膮?shù)主要涉及左右兩個變換器的匝比，一次、二次側(cè)電感量以及MOS管控制信號的占空比等。為防止磁滯飽和，變換器必須工作在電流斷續(xù)模式。為保證均衡速度及可靠性，首先需要確定最大均衡電流。本文均衡實驗MOS管為意法半導(dǎo)體IRF630，其開關(guān)損耗和截止損耗很小，忽略不計。具體參數(shù)計算的過程如下所述。

首先，對兩邊變壓器制定同樣規(guī)則：變換器的匝數(shù)記為；一次側(cè)電感記為P，二次側(cè)電感記為S；一次側(cè)均衡電流記為P，最大值記為P；二次電流記為S；整組電池電壓為V，均衡對象電壓記為V；D為二極管導(dǎo)通壓降；為開關(guān)頻率，為周期；一個均衡周期內(nèi)，一次側(cè)電感電流上升時間占空比記為，二次電流下降時間占空比記為￠；二次側(cè)電壓反射到一次電壓記為f。本節(jié)以左邊反激變換器為例進(jìn)行參數(shù)計算的研究。

由1.2節(jié)可知，當(dāng)斷開變換器一次側(cè)MOS管時，二次側(cè)感生極性為“上正下負(fù)”的感應(yīng)電動勢，同時一次側(cè)產(chǎn)生極性為“上負(fù)下正”的感應(yīng)電壓，稱為反射電壓f，有

此時，一次側(cè)MOS管上承受的壓降為V+f。由此可知，MOS管上承受的壓降由匝比決定。為減少一次側(cè)MOS管的電壓應(yīng)力，匝比的設(shè)計不宜過大，但過小又影響均衡效果，所以匝比的選擇非常重要。

確定匝比后，還需確定一次、二次側(cè)電感量。最大均衡電流為

根據(jù)所需的最大均衡電流與選定的開關(guān)頻率可得電感P，有

則二次側(cè)電感為

一個均衡周期內(nèi)，一次側(cè)電感電流為

二次側(cè)電感電流的表達(dá)式為

為保證電感復(fù)位，將代入式（6）可得

根據(jù)伏秒平衡原理，即

可得

左右兩邊變換器參數(shù)計算的不同在于，右邊變換器需要設(shè)計RCD吸收電路。吸收電路由電阻并聯(lián)電容再串接二極管構(gòu)成，整體和右邊變換器一次線圈并聯(lián)。吸收電路中，如果過小，電容充電過快，電阻將很快消耗漏感能量，接著消耗部分一次側(cè)勵磁電感能量；如果過大，電容器充電過慢，導(dǎo)致能量傳遞給變壓器二次側(cè)電感延遲，則電阻將消耗部分一次側(cè)勵磁電感能量。若要避免這種情況發(fā)生，則需要計算出合適的值，使電阻只消耗漏感能量。RCD吸收電路的設(shè)計思路如下所述。

（1）確定吸收電容的電壓RCD，通常取反射電壓的2～2.5倍，但是RCD+V不能超過0.85DSS[19]，其中，DSS為MOS管的漏源極擊穿電壓。

（2）確定吸收電阻。RCD確定了以后，RCD吸收電路的損耗為

（3）確定吸收電容。吸收電容上的最大紋波電壓為

可根據(jù)合適的紋波電壓確定吸收電容的大小。

以上參數(shù)為均衡拓?fù)湔９ぷ鞯墓δ苄詤?shù)，新型均衡拓?fù)淦渲幸粋€特點是易于擴(kuò)展，擴(kuò)展過程中，為保證MOS管及二極管安全穩(wěn)定工作，必須使整組電池電壓小于MOS管及二極管的擊穿電壓。綜上，即可完成均衡拓?fù)涞膮?shù)設(shè)計。

3 雙目標(biāo)直接均衡控制策略

以往較多文獻(xiàn)[20-21]所研究的均衡控制策略是充電過程僅對能量較高的單體放電均衡，放電過程僅對能量較低的單體充電均衡。本文基于新型均衡拓?fù)?，將充放電過程的均衡控制合二為一，提出如圖4所示的雙目標(biāo)直接均衡策略。

充放電過程中，雙目標(biāo)直接均衡同時實現(xiàn)最大電壓的降低和最小電壓的升高，此控制策略可使差異最大的單體首先得到均衡，從而提高均衡速度。具體控制方式如下：均衡過程，檢測電路及控制電路，首先判別出最大單體電壓Lmax，最小單體電壓Lmin，以及平均電壓Lave，設(shè)置均衡指標(biāo)ref。如果Lmax-Lave＞ref，且Lave-Lmin≤ref，左邊反激變換器對最大電壓對應(yīng)的單體放電均衡；如果Lmax-Lave≤ref，且Lave-Lmin＞ref，右邊的反激變換器對最小電壓對應(yīng)的單體充電均衡；如果Lmax-Lave＞ref，且Lave-Lmin＞ref，繼續(xù)比較兩個差值的大小，如果Lmax-Lave≥Lave-Lmin，則左邊反激變換器對最大電壓對應(yīng)的單體放電均衡；如果Lmax-Lave＜Lave-Lmin，則右邊反激變換器對最小電壓對應(yīng)的單體充電均衡，如此往復(fù)至Lmax-Lave≤ref且Lave-Lmin≤ref，均衡電路停止工作。

圖4 雙目標(biāo)直接均衡流程

4 仿真分析

由圖5和表1可知，充電過程，雙目標(biāo)均衡用時5.8s，而單目標(biāo)均衡用時15.2s，雙目標(biāo)均衡速度顯著提高。放電均衡仿真結(jié)果如圖6所示，放電過程仿真數(shù)據(jù)見表2。

由圖6和表2可知，放電過程，雙目標(biāo)均衡用時12s，單目標(biāo)均衡用時41s，雙目標(biāo)均衡速度顯著提高。綜合分析，相比于單目標(biāo)，雙目標(biāo)均衡速度顯著提高。另外，單目標(biāo)均衡有個核心問題，隨著單體個數(shù)的增加，多個單體同時具備最高電壓或者最低電壓的可能性增加，可能出現(xiàn)均衡電路無法判斷均衡對象的情況，而雙目標(biāo)均衡可以顯著減少此種情況的出現(xiàn)。

圖5 充電均衡仿真結(jié)果

表1 充電過程仿真數(shù)據(jù)

Tab.1 Simulation data of charging process

圖6 放電均衡仿真結(jié)果

表2 放電過程仿真數(shù)據(jù)

Tab.2 Simulation data of discharging process

5 實驗驗證

5.1 實驗參數(shù)設(shè)置

為驗證新型均衡方法的有效性，搭建了如圖7所示采用四節(jié)單體串聯(lián)的均衡實驗平臺。單體電池為日本索尼公司生產(chǎn)的18650型三元鋰電池，標(biāo)稱電壓為3.7V，額定容量為3.2A·h。

實驗中，首先，需要設(shè)定最大均衡電流。其次，在此基礎(chǔ)上設(shè)置電感值和開關(guān)頻率，開關(guān)頻率太低，均衡速度慢，太高則開關(guān)損耗大；最后，電感值也不能太大或者太小，太大，電感的損耗增加，太小則易飽和。具體實驗參數(shù)見表3，PWM1、PWM2、PWM3、PWM4分別為左、右變換器一次側(cè)和二次MOS管對應(yīng)的驅(qū)動信號。

圖7 均衡實驗平臺

表3 均衡拓?fù)鋮?shù)

Tab.3 The parameters of the balancing topology

5.2 均衡實驗結(jié)果及分析

圖8所示為左邊變換器均衡實驗波形。圖8a所示為左邊變換器一次側(cè)MOS管的控制信號及一次、二次側(cè)均衡電流。一個控制信號周期內(nèi)，一次電流直線上升，說明均衡目標(biāo)在給變換器充電，二次電流直線下降，說明變換器在給整個電池組充電，一次、二次電流最大值分別為0.6A和0.5A；圖8b所示為一個控制信號周期內(nèi)四個單體電池電壓的變化，第一階段，最高電壓電池給一次側(cè)電感充電，最高電壓先下降，當(dāng)最高電壓電池給變換器充電結(jié)束后，因為極化效應(yīng)，又上升一部分；第二階段，二次側(cè)電感給整個電池組充電，四個單體電池電壓先整體上升，當(dāng)均衡電流為零后，因為極化效應(yīng)，又下降一部分。

圖8 左邊變換器均衡實驗波形

圖9所示為右邊變換器均衡實驗波形。圖9a為右邊變換器一次側(cè)MOS管的控制信號及一次、二次側(cè)均衡電流。一個控制信號周期內(nèi)，一次電流直線上升，說明整組電池在給變換器充電，二次電流直線下降，說明變換器在給均衡目標(biāo)充電。一次、二次電流最大值分別為1.5A和1.2A。圖9b為一個控制信號周期內(nèi)四個單體電池電壓的變化，第一階段，電池組給一次側(cè)電感充電，四個單體電池電壓先整體下降，當(dāng)電池組給變換器充電完成后，因為極化效應(yīng)，各單體電壓又上升一部分；第二階段，二次側(cè)電感將能量轉(zhuǎn)移給最低單體電池，最低電壓先上升，當(dāng)均衡電流為零后，因為極化效應(yīng)，又下降一部分。圖9c和圖9d是當(dāng)右邊變換器一次側(cè)MOS管斷開瞬間，均衡拓?fù)溆袩oRCD吸收電路所對應(yīng)的一次側(cè)電感電壓波形，由圖9d可知，RCD電路吸收顯著降低了一次側(cè)的尖峰電壓，抑制了過高的d/d，保證了均衡電路安全有效的工作。

為更好地驗證均衡效果，設(shè)計了三組均衡實驗，分別是放電、充電和動態(tài)均衡實驗，實驗結(jié)果如圖10所示。放電均衡實驗的初始電壓分別為3.963V、4.005V、3.704V、3.952V，均衡結(jié)果如圖10a所示。圖中，B1～B4為每個電池的電壓。

充電均衡實驗的初始電壓分別為3.551V、3.584V、3.303V、3.605V，均衡結(jié)果如圖10b所示。動態(tài)均衡實驗初始電壓分別為3.762V、3.804V、3.303V、3.751V，其過程為：先以0.7A的電流充電60min，再擱置60min，最后以0.7A的電流放電30min，其結(jié)果如圖10c所示。由圖10可知，新型均衡方法在動態(tài)充放電過程中也有良好的均衡表現(xiàn)。

6 對比分析

以個單體構(gòu)成的電池組為例，分析比對所提均衡拓?fù)渑c常見均衡拓?fù)洌赃M(jìn)一步明確新型拓?fù)涞奶攸c，對比內(nèi)容見表4。

文獻(xiàn)[21]基于儲能電感構(gòu)建均衡拓?fù)洌娐愤B線簡單、開關(guān)管控制方便，但其需要較多的電感，難以縮小均衡系統(tǒng)體積。文獻(xiàn)[22]屬于開關(guān)電容型均衡拓?fù)?，均衡速度隨電壓差縮小而降低，均衡過程容易受到回路開關(guān)器件的影響。文獻(xiàn)[23]基于LC諧振建立均衡方法，雖然其儲能單元僅需一個電感、一個電容和一個二極管，但其所需開關(guān)管數(shù)量較多且控制復(fù)雜。文獻(xiàn)[24]基于單繞組變壓器建立均衡拓?fù)?，所用開關(guān)管和二極管較少，理論上具有更高的均衡效率，但其結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且為防止電感電容諧振，對開關(guān)速度提出了更高要求。文獻(xiàn)[25]雖然使用開關(guān)器件較少，但其儲能單元結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且變壓器磁飽和問題突出。文獻(xiàn)[26]利用軟開關(guān)技術(shù)建立均衡方法，使得開關(guān)管的損耗得以降低，但仍未解決繞組過多帶來的體積龐大、漏感嚴(yán)重等問題。綜上所述，新型均衡拓?fù)渚哂袃δ軉卧w積小、均衡速度快、易擴(kuò)展等特點。

表4 所提均衡拓?fù)渑c常見均衡拓?fù)涞膶Ρ龋ㄒ詡€單體串聯(lián)為例）

Tab.4 Comparison of the proposed topology with common topologies (taking n cell units as an example)

注：E—優(yōu)秀；G—良好；M—中等；S—偏差；P—較差。

7 結(jié)論

針對新能源汽車串聯(lián)電池組的不一致性問題，本文提出一種基于反激變換器的雙目標(biāo)直接均衡方法。所提均衡拓?fù)渚哂袃δ軉卧w積小、成本低、均衡速度快、易于擴(kuò)展的特點。雙目標(biāo)直接均衡控制策略將充/放電過程的均衡合二為一，同時實現(xiàn)充/放電過程最高電壓的降低和最低電壓的升高，提高均衡速度。仿真及實驗結(jié)果表明，本文所提新型均衡方法具有良好的動靜態(tài)均衡效果，能夠顯著改善串聯(lián)電池組的一致性。

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The Dual-Objective Direct Balancing Method Based on Flyback Converter

（School of Electrical Engineering and Automation Henan Polytechnic University Jiaozuo 454000 China）

The inevitable inconsistency among the cells of series battery pack of new energy vehicles will reduce the energy efficiency and cycle life of the battery pack, and even endanger the safety of the battery system. In order to improve the consistency of series battery pack, this paper innovatively proposes a balancing topology based on flyback converter, which uses a simple and reliable structure to realize the energy transfer between the whole battery and any single cell. The proposed balancing topology reduces the number of components and the volume of the balancing system, and only requires one set of signals on the primary side of the energy transfer, which reduces the control difficulty. Based on this topology, a dual-objective direct balancing control strategy is proposed, which combines the balancing of the charging process and the discharging process into one. Meanwhile, the reduction of the highest terminal voltage and the increase of the lowest terminal voltage in the charging/discharging process are realized. The simulation and experimental results show that the novel balancing method proposed in this paper has a good dynamic and static balancing effect, and can significantly improve the consistency of the series battery pack.

Series battery pack, flyback converter, dual-objective, direct balancing

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200022

國家自然科學(xué)基金（61703145）、河南省高等學(xué)校重點科研（19A470001）和河南省科技攻關(guān)（202102210093）資助項目。

2020-01-06

2020-05-05

郭向偉 男，1987年生，博士，副教授，研究方向為電動汽車能量管理系統(tǒng)。E-mail: gxw@hpu.edu.cn（通信作者）

耿佳豪 男，1996年生，碩士研究生，研究方向為電動汽車電池管理系統(tǒng)。E-mail: gjh809441455@126.com

（編輯 崔文靜）