電勵(lì)磁同步電機(jī)無速度傳感器控制研究

吳偉亮 ，楊合民 ，楊海英 ，簡優(yōu)宗

（1.南瑞集團(tuán)（國網(wǎng)電力科學(xué)研究院）有限公司，江蘇 南京 211106；2.國電南瑞科技股份有限公司，江蘇 南京 211106）

電勵(lì)磁同步電機(jī)具有調(diào)速范圍寬、過載能力強(qiáng)、功率因數(shù)可調(diào)等優(yōu)點(diǎn)[1-2]，在軋鋼機(jī)、提升機(jī)、風(fēng)機(jī)、火電、水電以及船舶推進(jìn)器等大功率場(chǎng)合廣泛應(yīng)用。在電勵(lì)磁同步電機(jī)優(yōu)良的控制系統(tǒng)中，一般需要光電編碼器等傳感設(shè)備檢測(cè)電機(jī)轉(zhuǎn)速作為轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的反饋值，由于傳感設(shè)備成本高、安裝精度無法保證及惡劣環(huán)境影響測(cè)量速度精確性等原因[3-4]，異步電機(jī)和永磁同步電機(jī)的無速度傳感器控制技術(shù)被大量學(xué)者研究[5-9]。

本文設(shè)計(jì)一種兩電平背靠背式電壓源型變頻器，整流側(cè)和逆變側(cè)均采用三相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用IF控制和滑模觀測(cè)器組合的無速度傳感器矢量控制策略，控制電勵(lì)磁同步電機(jī)變頻啟動(dòng)與調(diào)速性能。

1 主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為電勵(lì)磁同步電機(jī)與變頻器的主回路結(jié)構(gòu)，包括電網(wǎng)電壓采樣單元、輸入接觸器KM1、輸入電抗器Lg、網(wǎng)側(cè)電流采樣單元、預(yù)充電接觸器KM2、預(yù)充電電阻 R1～R3、不控整流器、PWM 整流器、直流支撐電容C1、直流電壓采樣單元、PWM逆變器、定子電流采樣單元、輸出電抗器Ls、輸出接觸器KM3、定子電壓采樣單元、電勵(lì)磁同步電機(jī)、轉(zhuǎn)子側(cè)勵(lì)磁裝置等。其中輸入側(cè)電抗選用1 mH，用來濾除PWM調(diào)制策略產(chǎn)生的高次電流諧波；直流支撐電容選用2.5 mF薄膜電容，用來緩沖整流器與逆變器之間的能量交換，穩(wěn)定直流母線電壓，防止因負(fù)載的突變?cè)斐芍绷髂妇€電壓大幅度波動(dòng)，并抑制直流側(cè)諧波電壓，輸出電抗選用200 μH，用來減小高頻共模和高頻差模電壓變化du/dt對(duì)電機(jī)的影響。圖1中uga，ugb，ugc為輸入三相電網(wǎng)電壓；ia，ib，ic為PWM整流器的輸入三相電流；Udc為直流母線電壓；usa，usb，usc為三相定子電壓；isa，isb，isc為三相定子電流；if為轉(zhuǎn)子繞組勵(lì)磁電流。

圖1 電勵(lì)磁同步電機(jī)與變頻器的主回路結(jié)構(gòu)圖Fig.1 The main circuit structure diagram of electrically excited synchronous motor and converter

2 控制原理

2.1 網(wǎng)側(cè)控制原理

網(wǎng)側(cè)控制原理主要是PWM整流器的控制。整流器用于控制直流母線電壓Udc，主要采用鎖相環(huán)技術(shù)將電網(wǎng)電壓矢量定向到d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸上。根據(jù)整流器數(shù)學(xué)模型推導(dǎo)出實(shí)際的控制電壓如下式所示：

PWM整流器d-q同步坐標(biāo)系下的雙閉環(huán)控制原理圖如圖2所示。

圖2 PWM整流器的雙閉環(huán)控制原理圖Fig.2 The schematic diagram of double closed loop control for PWM rectifier

2.2 機(jī)側(cè)控制原理

機(jī)側(cè)控制原理主要是PWM逆變器的控制。逆變器用于控制電勵(lì)磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩。本文采用IF控制和滑模觀測(cè)器控制組合的無速度傳感器控制方法來控制電勵(lì)磁同步電機(jī)變頻啟動(dòng)與運(yùn)行，如圖3所示。

圖3 IF控制和滑模觀測(cè)器控制組合的無速度傳感器控制Fig.3 Speed sensorless control based on combination of IF control and SMO control

圖3中控制策略選擇包括兩種方案。方案一為低速段采用電流閉環(huán)，開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角的IF控制；中高速段采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)，電流閉環(huán)，及開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角的雙閉環(huán)控制。方案二為低速段采用電流閉環(huán)，開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角的IF控制；中高速段采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)，電流閉環(huán)，及滑模觀測(cè)器和鎖相環(huán)估算的轉(zhuǎn)子位置角的雙閉環(huán)控制。

2.2.1 IF控制

電勵(lì)磁同步電機(jī)低速運(yùn)行時(shí)，采用反電動(dòng)勢(shì)估算轉(zhuǎn)子位置不夠精確，電機(jī)啟動(dòng)成功率較低，因此在低速區(qū)采用轉(zhuǎn)速開環(huán)、電流閉環(huán)的IF控制，包括初始位置估算階段和加速階段。

電機(jī)靜止時(shí)刻，定子三相繞組因轉(zhuǎn)子通入勵(lì)磁電流而產(chǎn)生磁鏈，磁鏈表達(dá)式為

式中：Ψa，Ψb，Ψc為勵(lì)磁電流在定子三相繞組中產(chǎn)生的磁鏈；M為定、轉(zhuǎn)子繞組之間的互感；θ為轉(zhuǎn)子位置角。

定子三相感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)ea，eb，ec為

對(duì)定子三相感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)進(jìn)行Clark變換：

對(duì)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)eα，eβ積分，可求出轉(zhuǎn)子磁鏈Ψα，Ψβ表達(dá)式如下：

轉(zhuǎn)子初始位置角度θ0表達(dá)式如下：

加速階段根據(jù)轉(zhuǎn)子的運(yùn)行方程：

得到轉(zhuǎn)子位置角度：

式中：J為機(jī)組轉(zhuǎn)動(dòng)慣量；Te為變頻器提供的驅(qū)動(dòng)力矩；TL為機(jī)組阻力矩；np為電機(jī)極對(duì)數(shù)。

2.2.2 滑模觀測(cè)器控制

滑模觀測(cè)器（SMO）是通過獲取的反電動(dòng)勢(shì)計(jì)算出電機(jī)的轉(zhuǎn)速和位置信息。為便于應(yīng)用SMO來觀測(cè)擴(kuò)展反電動(dòng)勢(shì)，推導(dǎo)出電機(jī)電流的狀態(tài)方程的形式為

式中：usα，usβ為定子電壓α，β軸分量；isα，isβ為定子電流α，β軸分量；Esα，Esβ為擴(kuò)展反電動(dòng)勢(shì) α，β軸分量。

為了獲得擴(kuò)展反電動(dòng)勢(shì)的估計(jì)值，傳統(tǒng)SMO的設(shè)計(jì)為

將式（10）和式（12）作差，可得定子電流的誤差方程為

由于滑?？刂瓢殡S著高頻抖振，因此估算反電動(dòng)勢(shì)存在高頻抖振現(xiàn)象，基于反正切函數(shù)的轉(zhuǎn)子位置估算方法會(huì)將抖振直接引入運(yùn)算中，導(dǎo)致這種高頻抖振的誤差被放大，進(jìn)而造成較大的角度誤差。

本文采用鎖相環(huán)系統(tǒng)來提取轉(zhuǎn)子位置信息，如圖4所示。

圖4 滑模觀測(cè)器與鎖相環(huán)估算轉(zhuǎn)子位置角Fig.4 Estimation of rotor position angle by SMO and phase locked loop

估算反電動(dòng)勢(shì)的偏差值如下式所示：

2.2.3 IF控制切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制

方案一的切換過程為當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到切換門限值，IF控制直接切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，切換后仍采用自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角。由于自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角與實(shí)際轉(zhuǎn)子位置角存在一定的角度差，因此即使切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，功率因數(shù)仍然較低，要產(chǎn)生同樣的電磁轉(zhuǎn)矩則需要更大的定子電流。所以切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)后，需要采用準(zhǔn)確估算的轉(zhuǎn)子位置角度。

方案二的切換過程為當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到切換門限值，通過減小定子電流的q軸分量isq，使得估算的轉(zhuǎn)子位置角與自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角之間的角度差Δθ在功角調(diào)整過程中會(huì)不斷減小，當(dāng)Δθ縮小至0，將IF控制切換至轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，切換后轉(zhuǎn)子位置角采用滑模觀測(cè)器和鎖相環(huán)估算的轉(zhuǎn)子位置角。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

本文對(duì)上述所述方案一、方案二2種控制策略進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，并對(duì)實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比分析。

3.1 實(shí)驗(yàn)波形

本實(shí)驗(yàn)平臺(tái)主要包括1套背靠背式電壓源型變頻器、1臺(tái)電勵(lì)磁同步電機(jī)、1套勵(lì)磁裝置。其中電壓源型變頻器額定電壓380 V，額定功率50 kV·A；電勵(lì)磁同步電機(jī)銘牌參數(shù)為額定功率93.8 kV·A，額定頻率50 Hz，額定轉(zhuǎn)速1 500r/min，額定電壓400 V，額定定流135 A，額定勵(lì)磁電壓90 V，額定勵(lì)磁電流17 A；勵(lì)磁裝置提供最大勵(lì)磁電流為60 A。

圖5、圖6分別為采用方案一、方案二2種控制策略時(shí)IF控制切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制過程的實(shí)驗(yàn)波形。

圖5 采用方案一時(shí)IF控制切換至轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms of switching IF control to speed closed loop control with scheme one

圖6 采用方案二時(shí)IF控制切換至轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms of switching IF control to speed closed loop control by using scheme two

圖7、圖8分別為采用方案一、方案二2種控制策略時(shí)轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min的實(shí)驗(yàn)波形。圖中從上至下分別為估算轉(zhuǎn)速、電機(jī)功率因數(shù)、定子電流q軸分量。

圖7 采用方案一時(shí)轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min的實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms of speed stabilized at 1 000 r/min by using scheme one

圖8 采用方案二時(shí)轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of speed stabilized at 1 000 r/min by using scheme two

圖9、圖10分別為采用方案一、方案二2種控制策略時(shí)變頻器拖動(dòng)電勵(lì)磁同步電機(jī)從靜止?fàn)顟B(tài)變頻啟動(dòng)至1 000 r/min，該轉(zhuǎn)速下穩(wěn)定一段時(shí)間的實(shí)驗(yàn)波形。

圖9 采用方案一時(shí)轉(zhuǎn)速從0 r/min到1 000 r/min過程的實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of speed from 0 r/min to 1 000 r/min by using scheme one

圖10 采用方案二時(shí)轉(zhuǎn)速從0 r/min到1 000 r/min過程的實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of speed from 0 r/min to 1 000 r/min by using scheme two

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

由圖5可以看出，采用方案一時(shí)，當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到200 r/min，IF控制直接切換到轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，切換后仍采用自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角，此過程中功率因數(shù)一直小于1。

由圖6可以看出，采用方案二時(shí)，當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到200 r/min，先減小定子電流的q軸分量isq，估算的轉(zhuǎn)子位置角與自生成的開環(huán)轉(zhuǎn)子位置角之間的角度差Δθ在功角調(diào)整過程中會(huì)不斷減小，當(dāng)Δθ將縮小到0時(shí)，IF控制切換至轉(zhuǎn)速閉環(huán)控制，切換后采用滑模觀測(cè)器與鎖相環(huán)估算的轉(zhuǎn)子位置角，此過程中功率因數(shù)由于定子電流的調(diào)整而先下降至-1，然后上升至1。

圖7與圖8對(duì)比，可以看出轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min時(shí)采用方案二的功率因數(shù)一直為1，所需的定子電流q軸分量在2.5 A左右，而采用方案一的功率因數(shù)小于0.5，所需的定子電流q軸分量在12.5 A左右，且波動(dòng)較大。

圖9與圖10對(duì)比，可以看出同步電機(jī)從靜止?fàn)顟B(tài)變頻啟動(dòng)至1 000 r/min過程中采用方案二時(shí)，功率因數(shù)較高，且轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在1 000 r/min后所需的定子電流有效值Is為2 A左右，采用方案一所需定子電流有效值Is為10 A左右。

上述實(shí)驗(yàn)波形可知方案二優(yōu)于方案一，功率因數(shù)更高，實(shí)用性更強(qiáng)。

4 結(jié)論

本文介紹了兩電平背靠背式變頻器主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、網(wǎng)側(cè)控制策略、機(jī)側(cè)控制策略，通過動(dòng)模平臺(tái)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了兩種IF控制和滑模觀測(cè)器相結(jié)合的無速度傳感器矢量控制方案，兩種方案都能夠控制電勵(lì)磁同步電機(jī)全速范圍變頻調(diào)速，但是轉(zhuǎn)速閉環(huán)后采用滑模觀測(cè)器和鎖相環(huán)估算的轉(zhuǎn)子位置角度的方案二具有更高的功率因數(shù)，實(shí)用性更強(qiáng)，可靠性更高等優(yōu)點(diǎn)，對(duì)大功率電勵(lì)磁同步電機(jī)無速度傳感器變頻調(diào)速場(chǎng)合有一定的促進(jìn)作用。